CN104822191A

CN104822191A - 一种中频电源可控硅逆变电路逆变切换触发时间优化方法

Info

Publication number: CN104822191A
Application number: CN201510274244.3A
Authority: CN
Inventors: 程森林; 何强志; 王川; 刘步青; 许虎
Original assignee: Chongqing University
Current assignee: Chongqing Hengrui Jinding Induction Technology Co ltd
Priority date: 2015-05-26
Filing date: 2015-05-26
Publication date: 2015-08-05
Anticipated expiration: 2035-05-26
Also published as: CN104822191B

Abstract

本发明公开了一种中频电源可控硅逆变电路逆变切换触发时间优化方法，包括以下步骤：S1.建立负载电压波形模型；S2.检测负载电压过零后的波形；S3.根据实时检测的负载电压波形进行参数估计；S4.根据建立的负载电压模型和参数估计值，确定触发引前时间t_f与t_o之间的关系；S5.由触发引前时间t_f与t_o之间的关系，根据控制条件确定每个周期的逆变触发时刻。本发明通过利用当前周期的电压参数数据，预测当前周期的逆变切换时刻并保证满足逆变触发条件，不再依靠前一个周期的数据来控制本周期的逆变切换，使得控制更加精确。通过对每个周期可控硅逆变电路过零切换的时间点进行优化，能使启使动成功率更高，启动阶段功率因数更高。本发明不仅仅适用于启动阶段，还适用于稳定运行阶段，适用范围更广。

Description

一种中频电源可控硅逆变电路逆变切换触发时间优化方法

技术领域

本发明涉及感应加热领域，具体涉及一种中频电源可控硅逆变电路逆变切换触发时间优化方法。

背景技术

感应加热是目前锻造领域广泛应用的一种加热工艺。该工艺是将加热铁棒放置于一个交变的磁场环境中，从而在铁棒中产生交变电流，交变电流流过铁棒把电能转换成热能，完成铁棒的加热。交变磁场是由电感线圈产生的，在线圈中通过交变的电流，就会在线圈内形成交变的磁场。由于感应加热需要的功率大，要求在线圈上施加的电流也大，为了减少供电回路的电流要求，在实际中往往在线圈两端并联一个电容，让线圈与电容工作在谐振状态，谐振的品质因数为Q，这样供电回路的电流就只有谐振回路的1/Q。在应用中常把加热线圈、并联电容以及加热负载的等效电阻合起来的整体结构称为感应加热负载电路模型，如图1所示。

为了在负载电路中流过交变电流，工业中常采用H桥结构的逆变电路，如图1所示，逆变桥开关T₁、T₄为一组，T₂、T₃为一组，两组轮流导通工作，就实现了负载两端电流的交流变化。由于可控硅功率大、价格低廉，在实际中普遍采用了可控硅作为逆变桥切换的开关器件。

可控硅逆变桥需要在负载电压为正(电流的流动方向与电压的方向相同)的时候切换，即U_C>0。假设某个逆变切换时间点为t_o，在t_o ^—，即切换前，电流流向及负载两端电压如图2所示，T₁、T₄处于通态，U_T1＝U_T4＝0,I_T1＝I_T4＝I_d,T₂、T₃处于断态，负载两端电压U(t_o ^—)＝U_C。

在切换瞬间，电流流向及负载两端电压如图3所示，T₂、T₃转为通态，逆变桥瞬间短暂直通，供电电流I_d直接流过T₁-T₂和T₃-T₄，不通过负载。

T₁-T₂和T₃-T₄，直通后，负载两端没有电源电流流过，但是残余电压U_C会通过逆变桥上下两个回路工作(如图3所示)。在上面回路中，U_C施加到T₁、T₃回路，T₁逆向导通，T₃正向导通。同理，下面回路中T₄逆向导通，T₂正向导通。因此，可控硅T₁、T₄在切换时承受了反压，反压的大小为负载残余电压U_C。由可控硅的原理可以知道，当可控硅两端施加反向电压一段时间，可控硅会关断，因此T₁、T₄会关断，剩下T₂、T₃继续导通，完成了逆变桥的换向。

负载两端的电压作为反压加在可控硅T₁、T₄时，可控硅流过的电流I_T1、I_T4会快速下降，I_T2、I_T3会快速上升，到I_T1＝I_T4＝0时，I_T2＝I_T3＝I_d，其间经历的时间t_r称之为换流时间，完成后的电流流向如图4所示。

换流成功后负载上的电压还没有回到零，供电电流对负载中的电容反向充电，促进负载电压加速回零，这段时间称之为反压时间，用t_β表示。在反压过程中T₁、T₄开始关断，关断的时间为t_q。为了保证可控硅T₁、T₄有效关断，要求t_β＞t_q。此过程各个时间点的关系如图5所示。

假设从切换点t_o开始，经过t_f时间后U_C＝0，此段时间称之为触发引前时间，此过程包括换流阶段、T₁与T₄承受反压关断两个过程，有t_f＝t_r+t_β。因此，可控硅的关断要求也可以变为t_f>t_r+t_q。由于t_r时间非常短暂，可以视为瞬间完成，则控制条件也可变为t_f＞t_q。

由于t_q是可控硅器件参数，是不可改变的常量，控制电路就只需解决t_f或t_β的测量与实现问题。由于可控硅有正向压降，在T₂、T₃导通，要保证负载电压U_C可靠地对T₁、T₄施加反压，U_C应大于一个阈值V_L。

目前中频感应加热可控硅逆变控制主要就是控制t_f或t_β大于t_q，即控制触发起始点到电压过零点的时间t_f或电流过零点到电压过零点的时间t_β大于可控硅的关断时间t_q。由于这段时间的电流电压不同相，在满足可控硅关断条件下应尽可能小，以提高电路的功率因数。利用t_β时需要测量电流的过零点，实际工程中负载电流难以测量。而利用t_f时需要知道可控硅脉冲的触发时刻。相对而言，可控硅触发脉冲时刻更容易得到，在实际中控制t_f＞t_q的方案应用得更普遍一些。

由于中频感应加热对象的特性在加热过程中是变化的，需要实时测量当前的t_f参数来确定逆变触发时刻。目前常用的方法是测量前一个周期负载上的电压，得到前一个周期从切换点到电压过零时刻的时间差，即触发引前时间t_f。测量得到的t_f是对刚发生的逆变控制时刻的反馈，通过与t_q的比较，考虑一定的安全余量，可以确定出下一个周期控制时刻。

中频电源可控硅逆变电路有两种工作状态：启动过程和稳定运行状态，在启动过程中，电流电压波动比较大，如图6所示。由于有导通阈值V_L的要求，t_f也会出现波动，若用前一周期的参数来确定当前周期的控制参数，往往要把t_f的余量控制得很大。一些典型的应用场合中，启动过程相邻周期的电压幅值波动会达到50～100倍，造成t_f余量很大，使电路的功率因素低，启动能源不能得到快速补充，大大的延长了启动时间，甚至不能成功启动。

发明内容

鉴于此，本发明的目的是提供一种中频电源可控硅逆变电路逆变切换触发时间优化方法。

本发明的目的是通过以下技术方案实现的，一种中频电源可控硅逆变电路逆变切换触发时间优化方法，包括以下步骤：S1.建立负载电压波形模型；S2.检测负载电压过零后的波形；S3.根据实时检测的负载电压波形进行参数估计；S4.根据建立的负载电压模型和参数估计值，确定触发引前时间t_f与t_o之间的关系；S5.由触发引前时间t_f与t_o之间的关系，根据控制条件确定每个周期的逆变触发时刻。

优选的，所述步骤S1建立的模型为：

U_{C} (t) = U_{C} {(t)}_{1} + U_{C} * = e^{k_{1} t} (α_{1} \sin k_{2} t + α_{2} \cos k_{2} t) + I_{d} R - - - (9),

其中

U_C(t)为负载两端电压，α₁,α₂为常系数，R为被加热物体的等效电阻；I_d为流过负载的电流，为常量；L为感应线圈；C为补偿电容。

优选的，所述负载电压波形参数通过以下方法获得：实测负载电压波形，选取n个采样点，采用最小二乘法对参数进行估计，获得α₁,α₂,I_d的估计值

优选的，所述触发引前时间t_f通过以下方法得到：

设逆变切换后电压表达式为：

V_C(t)＝mt+n (14)

式(14)的0时刻即公式(9)的t_o时刻，因此在式(16)的0时刻有边界条件为：

V_C(0)＝U_C(t_o),V_C′(0)＝U_C′(t_o) (15)

则有：

\{\begin{matrix} n = e^{k_{1} t_{o}} (α_{1} \sin (k_{2} t_{o}) + α_{2} \cos (k_{2} t_{o})) + I_{d} R \\ m = k_{1} e^{k_{1} t_{o}} (α_{1} \sin (k_{2} t_{o}) + α_{2} \cos (k_{2} t_{o})) + e^{k_{1} t_{o}} (α_{1} k_{2} \cos (k_{2} t_{o}) - k_{2} α_{2} \sin (k_{2} t_{o})) \end{matrix} - - - (16)

上述α₁,α₂,I_d分别用估计值代替，

当V_C＝0，通过式(14)求出时间也即所需获取的触发引前时间

优选的，所述逆变触发时刻通过以下方法确定：t_f满足以下条件，t_f＝(1+δ₁)t_q及U_C＝(1+δ₂)V_L，V_L为导通阈值，δ₁，δ₂为设置的余量范围。即保证逆变触发时刻负载电压应大于导通阈值，保证逆变触发后t_f＞t_q。

根据t_f＝(1+δ₁)t_q，有：

\begin{matrix} (1 + δ_{1}) t_{q} = - \frac{n}{m} \\ = - \frac{e^{k_{1} t_{o}} (α_{1} \sin (k_{2} t_{o}) + α_{2} \cos (k_{2} t_{o})) + I_{d} R}{k_{1} e^{k_{1} t_{o}} (α_{1} \sin (k_{2} t_{o}) + α_{2} \cos (k_{2} t_{o})) + e^{k_{1} t_{o}} (α_{1} k_{2} \cos (k_{2} t_{o}) - k_{2} α_{2} \sin (k_{2} t_{o}))} \end{matrix} - - - (17)

转换得：

\{\begin{matrix} y_{1} = - \frac{1}{(1 + δ_{1}) t_{q}} e^{k_{1} t} (α_{1} \sin (k_{2} t) + α_{2} \cos (k_{2} t)) + I_{d} R \\ y_{2} = k_{1} e^{k_{1} t} (α_{1} \sin (k_{2} t) + α_{2} \cos (k_{2} t)) + e^{k_{1} t} (α_{1} k_{2} \cos (k_{2} t) - k_{2} α_{2} \sin (k_{2} t)) \end{matrix} - - - (18)

逆变触发时刻t_o为(18)中y₁、y₂曲线的交点，代入式(9)得到逆变触发时刻的电压值U_C(t_o)，

又根据U_C＝(1+δ₂)V_L可知，逆变触发时刻电压应大于(1+δ₂)V_L，所以当负载电压U＝max[U_c(t_o),(1+δ₂)V_L]，表示取二者较大值时发送逆变触发脉冲进行逆变切换，所以逆变触发时刻为当U＝max[U_c(t_o),(1+δ₂)V_L]时。

由于采用了上述技术方案，本发明具有如下的优点：

本发明通过利用当前周期的电压参数数据，预测当前周期的逆变切换时刻并保证满足逆变触发条件，不再依靠前一个周期的数据来控制本周期的逆变切换，使得控制更加精确。通过对每个周期可控硅逆变电路过零切换的时间点进行优化，能使启使动成功率更高，启动阶段功率因数更高。本发明不仅仅适用于启动阶段，还适用于稳定运行阶段，适用范围更广。

附图说明

为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作进一步的详细描述，其中：

图1为感应加热逆变电路结构；

图2为逆变换流前电路工作状态图；

图3为逆变换流过程示意图；

图4为换流结束电路工作状态示意图；

图5为逆变切换时间关系示意图；

图6为启动期间负载端充电电压波形图；

图7为逆变电流波形与电容电流电压波形；

图8为负载充电时电路模型；

图9为电压波形特征提取图；

图10为逆变过程关系图；

图11为本发明所述方法流程图。

具体实施方式

以下将结合附图，对本发明的优选实施例进行详细的描述；应当理解，优选实施例仅为了说明本发明，而不是为了限制本发明的保护范围。

如图2所示，假设T₁、T₄先导通，在时刻t_o时，逆变电路换向，T₁、T₄关断，T₂、T₃导通。此刻电容继续放电，而电流换流后加速电容继续放电，在时刻t_h时电容两端电压为零，则是负载电压过零点。因此触发引前时间t_f的获取转化为求图7中t_o、t_h之间的时间间隔。供电逆变电流波形和负载端电流电压波形如图7所示，t_o为逆变切换触发时刻，t_h负载电压过零时刻，c图的电压波形表示逆变切换前后负载电压波形变化。

因此，根据前述，本发明提供一种中频电源可控硅逆变电路逆变切换触发时间优化方法，包括以下步骤：S1.建立负载电压波形变化的模型；S2.检测负载电压过零后的波形；S3.根据实时检测的负载电压波形进行参数估计S4.根据建立的负载电压模型和参数估计值，确定触发引前时间t_f与t_o之间的关系S5.由触发引前时间t_f与t_o之间的关系，根据控制条件确定每个周期的逆变触发时刻。具体而言包括以下几部分：

(1)负载电路分析

当待加热金属材料放入感应线圈L中后，感应线圈L和补偿电容C工作于容性准谐振状态，其等效谐振电路如图1所示，其中R为被加热物体的等效电阻。

根据负载电路模型，得到导纳Y为：

Y = \frac{1}{R + jωL} + jωC = \frac{R}{R^{2} + {(ωL)}^{2}} + j [ωC - \frac{ωL}{R^{2} + {(ωL)}^{2}}] - - - (1)

由谐振条件，导纳虚部为零，则有可得谐振频率ω：

ω = ω_{0} = \sqrt{\frac{1}{LC}} \sqrt{1 - \frac{1}{Q^{2}}} - - - (2)

其中为电路品质因数。

由于品质因数Q>>1，所以有根据公式即可得到负载电容充电电压波形周期与谐振频率之间的关系。

(2)负载电压波形变化模型建立

负载充电时电路模型如图8所示，

此时有：

CU′_C(t)+i_L＝I_d (3)

U_C(t)＝Ri_L+Li′_L (4)

I_d为常量。根据式(3)、(4)解得：

U_{C}^{''} + \frac{R}{L} U_{C}^{'} + \frac{1}{CL} U_{C} = \frac{I_{d} R}{LC} - - - (5)

此方程为二阶常系数非齐次线性微分方程，方程的解由齐次线性微分方程的通解和原始微分方程的一个特解构成。其对应的特征方程为：

r^{2} + \frac{R}{L} r + \frac{1}{CL} = 0 - - - (6)

由于品质因数可知Δ＜0，特征根含有虚数部分，解式(6)得两个特征根：

r_{1} = - \frac{R}{2 L} + \frac{1}{2 CL} \sqrt{4 CL - R^{2} C^{2}} i, r_{2} = - \frac{R}{2 L} - \frac{1}{2 CL} \sqrt{4 CL - R^{2} C^{2}} i

令

k_{1} = - \frac{R}{2 L}, k_{2} = \frac{1}{2 CL} \sqrt{4 CL - R^{2} C^{2}},

则齐次方程的解为：

U_{C} {(t)}_{1} = e^{k_{1} t} (α_{1} \sin k_{2} t + α_{2} \cos k_{2} t) - - - (7)

其中α_1,2为常系数。由于原方程右边为常数可设特解U_C*为一个常数，带入微分方程解得：

U_C*＝I_dR (8)

由式(7)(8)可得，

U_{C} (t) = U_{C} {(t)}_{1} + U_{C} * = e^{k_{1} t} (α_{1} \sin k_{2} t + α_{2} \cos k_{2} t) + I_{d} R - - - (9)

(3)电压模型参数识别

由式(9)表达式知U_C与k₁，k₂,α₁,α₂,I_d,R,C,L有关，实际工程中R、C、L已知。k₁，k₂为中间变量，由R,C,L决定，因此式(9)有3个未知常数α₁,α₂,I_d。根据实测电压波形，在电压波形选取n个点进行未知常数估计，如图9所示。

根据图9所示，选取n个点(t₁，V₁),(t₂，V₂)……(t_n-1，V_n-1),(t_n，V_n)。根据最小二乘法法参数估计的原理，令则有：

\{\begin{matrix} \frac{&PartialD; W}{&PartialD; α_{1}} |_{α_{1} = {\hat{α}}_{1}, α_{2} = {\hat{α}}_{2}, I_{d} = {\hat{I}}_{d}} = 0 \\ \frac{&PartialD; W}{&PartialD; α_{2}} |_{α_{1} = {\hat{α}}_{1}, α_{2} = {\hat{α}}_{2}, I_{d} = {\hat{I}}_{d}} = 0 \\ \frac{&PartialD; W}{&PartialD; I_{d}} |_{α_{1} = {\hat{α}}_{1}, α_{2} = {\hat{α}}_{2}, I_{d} = {\hat{I}}_{d}} = 0 \end{matrix} - - - (10)

解得：

\{\begin{matrix} Σ_{1}^{n} (V_{i} \sin (k_{2} t_{i}) - {\hat{α}}_{1} e^{k_{1} t_{i}} \sin^{2} (k_{2} t_{i}) - {\hat{α}}_{2} \frac{e^{k_{1} t_{i}}}{2} \sin (2 k_{2} t_{i}) - {\hat{I}}_{d} R \sin (k_{2} t_{i})) = 0 \\ Σ_{1}^{n} (V_{i} \cos (k_{2} t_{i}) - {\hat{α}}_{1} \frac{e^{k_{1} t_{i}}}{2} \sin (2 k_{2} t_{i}) - {\hat{α}}_{2} e^{k_{1} t_{i}} s \cos^{2} (k_{2} t_{i}) - {\hat{I}}_{d} R \cos (k_{2} t_{i})) = 0 \\ Σ_{1}^{n} (V_{i} - {\hat{α}}_{1} e^{k_{1} t_{i}} \sin (k_{2} t_{i}) - {\hat{α}}_{2} e^{k_{1} t_{i}} \cos (k_{2} t_{i}) - {\hat{I}}_{d} R) = 0 \end{matrix}

化简得：

\{\begin{matrix} {\hat{α}}_{1} Σ_{1}^{n} e^{k_{1} t_{i}} \sin^{2} (k_{2} t_{i}) + {\hat{α}}_{2} Σ_{1}^{n} \frac{e^{k_{1} t_{i}}}{2} \sin (2 k_{2} t_{i}) + {\hat{I}}_{d} Σ_{1}^{n} R \sin (k_{2} t_{i}) = Σ_{1}^{n} V_{i} \sin (k_{2} t_{i}) \\ {\hat{α}}_{1} Σ_{1}^{n} \frac{e^{k_{1} t_{i}}}{2} \sin^{2} (2 k_{2} t_{i}) + {\hat{α}}_{2} Σ_{1}^{n} e^{k_{1} t_{i}} \cos^{2} (k_{2} t_{i}) + {\hat{I}}_{d} Σ_{1}^{n} R \cos (k_{2} t_{i}) = Σ_{1}^{n} V_{i} \cos (k_{2} t_{i}) \\ {\hat{α}}_{1} Σ_{1}^{n} e^{k_{1} t_{i}} \sin (k_{2} t_{i}) + {\hat{α}}_{2} Σ_{1}^{n} e^{k_{1} t_{i}} \cos (k_{2} t_{i}) + {\hat{I}}_{d} nR = Σ_{1}^{n} V_{i} \end{matrix} - - - (11)

待估计量系数为实数，可令

a_{11} = Σ_{1}^{n} e^{k_{1} t_{i}} \sin^{2} (k_{2} t_{i}), a_{12} = Σ_{1}^{n} \frac{e^{k_{1} t_{i}}}{2} \sin (2 k_{2} t_{i}), a_{13} = Σ_{1}^{n} R \sin (k_{2} t_{i}), b_{1} = Σ_{1}^{n} V_{i} \sin (k_{2} t_{i}),

其他系数同理。

a_{21} = Σ_{1}^{n} \frac{e^{k_{i} t_{i}}}{2} \sin (2 k_{2} t_{i}), a_{22} = Σ_{1}^{n} e^{k_{i} t_{i}} \cos^{2} (k_{2} t_{i}), a_{23} = Σ_{1}^{n} R \cos (k_{2} t_{i}), b_{2} = Σ_{1}^{n} V_{i} \cos (k_{2} t_{i})

a_{31} = Σ_{1}^{n} e^{k_{1} t_{i}} \sin (k_{2} t_{i}), a_{32} = Σ_{1}^{n} e^{k_{1} t_{i}} \cos (k_{2} t_{i}), a_{33} = nR, b_{3} = Σ_{1}^{n} V_{i}

将式(11)表示为矩阵形式有：

[\begin{matrix} a_{11} & a_{12} & a_{13} \\ a_{21} & a_{22} & a_{23} \\ a_{31} & a_{32} & a_{33} \end{matrix}] [\begin{matrix} {\hat{α}}_{1} \\ {\hat{α}}_{2} \\ {\hat{I}}_{d} \end{matrix}] = \begin{matrix} b_{1} \\ b_{2} \\ b_{3} \end{matrix} - - - (12)

则解得：

[\begin{matrix} {\hat{α}}_{1} \\ {\hat{α}}_{2} \\ {\hat{I}}_{d} \end{matrix}] {[\begin{matrix} a_{11} & a_{12} & a_{13} \\ a_{21} & a_{22} & a_{23} \\ a_{31} & a_{32} & a_{33} \end{matrix}]}^{- 1} [\begin{matrix} b_{1} \\ b_{2} \\ b_{3} \end{matrix}] - - - (13)

的值则为3个未知参数α₁,α₂,I_d参数估计值。

(4)t_f与t_o的关系

由实际工况可知，逆变切换后电压下降更加迅速，近似于线性下降，则

可设逆变切换后电压表达式为：

V_C(t)＝mt+n (14)

式(14)0时刻即(9)的t_o时刻，因此在式(16)0时刻有边界条件为：

V_C(0)＝U_C(t_o),V_C′(0)＝U_C′(t_o) (15)

则有：

\{\begin{matrix} n = e^{k_{1} t_{o}} (α_{1} \sin (k_{2} t_{o}) + α_{2} \cos (k_{2} t_{o})) + I_{d} R \\ m = k_{1} e^{k_{1} t_{o}} (α_{1} \sin (k_{2} t_{o}) + α_{2} \cos (k_{2} t_{o})) + e^{k_{1} t_{o}} (α_{1} k_{2} \cos (k_{2} t_{o}) - k_{2} α_{2} \sin (k_{2} t_{o})) \end{matrix} - - - (16)

上述α₁,α₂,I_d分别用估计值代替。

当V_C＝0，通过式(14)求出时间则t即为t_o与t_h的时间差，也即所需获取的触发引前时间

(5)逆变触发时刻的确定

如图11表示逆变过程关系图，0～T/4区间为参数识别区，t_o为逆变触发时刻。在时刻t_o进行逆变触发应同时满足的条件为：t_f＝(1+δ₁)t_q及U_C＝(1+δ₂)V_L(δ₁，δ₂为设置的余量范围)。

根据t_f＝(1+δ₁)t_q，有：

\begin{matrix} (1 + δ_{1}) t_{q} = - \frac{n}{m} \\ = - \frac{e^{k_{1} t_{o}} (α_{1} \sin (k_{2} t_{o}) + α_{2} \cos (k_{2} t_{o})) + I_{d} R}{k_{1} e^{k_{1} t_{o}} (α_{1} \sin (k_{2} t_{o}) + α_{2} \cos (k_{2} t_{o})) + e^{k_{1} t_{o}} (α_{1} k_{2} \cos (k_{2} t_{o}) - k_{2} α_{2} \sin (k_{2} t_{o}))} \end{matrix} - - - (17)

转换得：

\{\begin{matrix} y_{1} = - \frac{1}{(1 + δ_{1}) t_{q}} e^{k_{1} t} (α_{1} \sin (k_{2} t) + α_{2} \cos (k_{2} t)) + I_{d} R \\ y_{2} = k_{1} e^{k_{1} t} (α_{1} \sin (k_{2} t) + α_{2} \cos (k_{2} t)) + e^{k_{1} t} (α_{1} k_{2} \cos (k_{2} t) - k_{2} α_{2} \sin (k_{2} t)) \end{matrix} - - - (18)

逆变触发时刻t_o为(18)中两y₁、y₂曲线的交点，编程可求得t_o。代入式(9)得到逆变触发时刻的电压值U_C(t_o)。

又根据U_C＝(1+δ₂)V_L可知，逆变触发时刻电压应大于(1+δ₂)V_L。所以当负载电压U＝max[U_c(t_o),(1+δ₂)V_L](表示取二者较大值)时发送逆变触发脉冲进行逆变切换。所以逆变触发时刻为U＝max[U_c(t_o),(1+δ₂)V_L]。

根据上述实现原理，由于每个周期的电压波形不同，因此当U＝max[U_c(t_o),(1+δ₂)V_L]时每个周期的触发时刻t_o也不同。即对可控硅逆变电路过零切换的时间点进行了优化，不再依靠前一个周期的数据来控制本周期的逆变切换。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims

1.一种中频电源可控硅逆变电路逆变切换触发时间优化方法，其特征在于：包括以下步骤：

S1.建立负载电压波形模型；

S2.检测负载电压过零后的波形；

S3.根据实时检测的负载电压波形进行参数估计；

S4.根据建立的负载电压模型和参数估计值，确定触发引前时间t_f与逆变触发时刻t_o之间的关系；

S5.由触发引前时间t_f与逆变触发时刻t_o之间的关系，根据控制条件确定每个周期的逆变触发时刻。

2.根据权利要求1所述的中频电源可控硅逆变电路切换时间优化方法，其特征在于：所述步骤S1建立的模型为：

U_{C} (t) = U_{C} {(t)}_{1} + U_{C} * = e^{k_{1} t} (α_{1} \sin k_{2} t + α_{2} \cos k_{2} t) + I_{d} R

其中

3.根据权利要求2所述的中频电源可控硅逆变电路切换时间优化方法，其特征在于：所述负载电压波形参数通过以下方法获得：实测负载电压波形，选取n个采样点，采用最小二乘法对参数进行估计，获得α₁,α₂,I_d的估计值

4.根据权利要求3所述的中频电源可控硅逆变电路切换时间优化方法，其特征在于：所述触发引前时间t_f与逆变触发时刻t_o之间的关系通过以下方法得到：

设逆变切换后电压表达式为：

V_C(t)＝mt+n (14)

V_C(0)＝U_C(t_o),V_C′(0)＝U_C′(t_o) (15)

则有：

\{\begin{matrix} n = e^{k_{1} t_{o}} (α_{1} \sin (k_{2} t_{o}) + α_{2} \cos (k_{2} t_{o})) + I_{d} R \\ m = k_{1} e^{k_{1} t_{o}} (α_{1} \sin (k_{2} t_{o}) + α_{2} \cos (k_{2} t_{o})) + e^{k_{1} t_{o}} (α_{1} k_{2} \cos (k_{2} t_{o}) - k_{2} α_{2} \sin (k_{2} t_{o})) \end{matrix} - - - (16)

上述α₁,α₂,I_d分别用估计值代替，

当V_C＝0，通过式(14)求出时间也即所需获取的触发引前时间t_f与逆变触发时刻t_o之间的关系：

t_{f} = - \frac{n}{m} .

5.根据权利要求4所述的中频电源可控硅逆变电路切换时间优化方法，其特征在于：所述逆变触发时刻通过以下方法确定：

在时刻t_o进行逆变触发应同时满足的条件为：t_f＝(1+δ₁)t_q及U_C＝(1+δ₂)V_L，V_L为导通阈值，δ₁，δ₂为设置的余量范围，根据t_f＝(1+δ₁)t_q，有：

\begin{matrix} (1 + δ_{1}) t_{q} = - \frac{n}{m} \\ = \frac{e^{k_{1} t_{o}} (α_{1} \sin (k_{2} t_{o}) + α_{2} \cos (k_{2} t_{o})) + I_{d} R}{k_{1} e^{k_{1} t_{o}} (α_{1} \sin (k_{2} t_{o}) + α_{2} \cos (k_{2} t_{o})) + e^{k_{1} t_{o}} (α_{1} k_{2} \cos (k_{2} t_{o}) - k_{2} α_{2} \sin (k_{2} t_{o}))} \end{matrix} - - - (17)

转换得：

\{\begin{matrix} y_{1} = - \frac{1}{(1 + δ_{1}) t_{q}} e^{k_{1} t} (α_{1} \sin (k_{2} t) + α_{2} \cos (k_{2} t)) + I_{d} R \\ y_{2} = k_{1} e^{k_{1} t} (α_{1} \sin (k_{2} t) + α_{2} \cos (k_{2} t)) + e^{k_{1} t} (α_{1} k_{2} \cos (k_{2} t) - k_{2} α_{2} \sin (k_{2} t)) \end{matrix} - - - (18)

又根据U_C＝(1+δ₂)V_L可知，逆变触发时刻电压应大于(1+δ₂)V_L，所以当负载电压U＝max[U_c(t_o)，(1+δ₂)V_L]，表示取二者较大值时发送逆变触发脉冲进行逆变切换，所以逆变触发时刻为当U＝max[U_c(t_o),(1+δ₂)V_L]时。