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CN104702093B - 无桥功率因数校正电路 - Google Patents

无桥功率因数校正电路 Download PDF

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CN104702093B CN201410737369.0A CN201410737369A CN104702093B CN 104702093 B CN104702093 B CN 104702093B CN 201410737369 A CN201410737369 A CN 201410737369A CN 104702093 B CN104702093 B CN 104702093B
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Abstract

本发明涉及一种无桥功率因数校正电路，包括：第一和第二输入电感器、第一二极管与第一可控半导体开关的串联连接、第二二极管与第二可控半导体开关的串联连接，串联连接被并联连接在所述电路的正输出端子与负输出端子之间。第一电感器的第二端连接在第一二极管与第一可控半导体开关的串联连接之间的一点处，第二电感器的第二端连接在第二二极管与第二可控半导体开关的串联连接之间的一点处。该电路还包括切换电路，适于如下将电容器连接在所述电路的输入端子与输出端子之间：可连接到输入端子的输入电压为正时，电容器连接在第一输入端子与输出端子的电位之间，可连接到输入端子的输入电压为负时，电容器连接在第二输入端子与输出端子的电位之间。

Description

无桥功率因数校正电路
技术领域
本发明涉及无桥功率因数校正(PFC)电路，尤其涉及用于将单相交流(AC)电压转换成直流(DC)电压的PFC电路。
背景技术
功率因数校正器或功率因数校正(PFC)电路是并网功率变换器的前端功率级，诸如[1]至[3]中的电源、电机驱动器和电子镇流器。功率因数校正器或功率因数校正(PFC)电路用于满足国际电网电流标准，诸如IEEE519和IEC-61000-3-12。这些标准还适用于通常用作低功率工业应用和家用装置的AC电源的单相电网网络。在系统中使用PFC确保了正弦输入电流和稳定的输出DC电压。还可以预见的是，PFC将作为非常重要的装置以确保更复杂的电网网络中的良好电能质量。
在传统PFC中，使用二极管桥和升压变换器。二极管桥对电网电流和电压进行整流。升压变换器将电感电流整形成整流后的正弦电流。结果，电网电流是正弦的且与电网电压同相。由于在电路中仅存在一个有源开关，因而该变换器简单且成本低。因此，该变换器被照明应用普遍采用。然而，该电路的缺点在于对于高功率应用具有高传导损耗，这是由于无论受控开关是接通还是断开电流路径中都存在三个半导体器件。此外，由于电网电流上所携带的大的峰值间高频纹波电流，需要大的高频滤波器。
为了解决传统PFC的传导损耗问题，在[4]中提出了无桥PFC。该PFC将二极管桥和升压变换器集成为一个功率级，包括两个切换臂。一个切换臂对半个电网周期的电网电流整形。无论切换状态如何，两个电网电感器通常串联连接。由于该电路在电流路径中只具有两个半导体器件，因而该电路具有低的传导损耗。然而，由于具有更多的有源器件和磁性部件，该电路更昂贵。更重要的是，该电路在工作时存在接地问题或者所述共模电压或泄漏电流的问题。另外，该电路仍然需要高频滤波器。
为了解决泄漏电流的问题，提出了无桥PFC电路的一些变型。在[5]中呈现了具有串联半导体开关的无桥PFC。串联开关与用于电流整形的主切换(switching)同步。因此，在电感器电流充电状态期间，电网端子被电绝缘。然后，能够产生低泄漏电流。然而，在主电流流动路径中需要一个高额定电压、高额定电流和高开关频率的半导体开关器件。因此，在电感器电流放电状态期间，传导损耗高于简单的无桥PFC。偏离了无桥PFC的基本理念并且该无桥PFC电路的变型是昂贵的。另外，仍然需要高频滤波器。
在[6]中，用于消除共模电压问题的另一种方法是使用双向开关来充输入电感器电流。在双向开关闭合时，由于输出DC电压的反向偏置而使所有二极管断开。这导致在该转换阶段期间电绝缘。
因此，在电流路径中总是存在两个半导体器件。然而，由于二极管桥以高频率进行转换，所以必须使用四个昂贵的快速二极管。通常，快速二极管的传导性能不如普通二极管(line-frequency Diode)的传导性能好。对于该拓扑结构，浮置栅极驱动是另外的成本问题。另外，仍然需要高频滤波器。
在[7]中提出了二极管箝位型无桥PFC(diode clamped bridgeless PFC)。该PFC提供了用于解决共模电压问题的简单且有效的解决方案。在该无桥PFC中，两个二极管分别将电路地连接至AC电源的正极端子和负极端子。这两个普通二极管保证了在地与AC电源之间不出现共模电压差。然而，电网电感器仅在半个工频周期内工作，这意味着使用两个分开的且相同的电感器。电感器的高成本和大尺寸成为问题。另外，仍然需要高频滤波器。
为了解决昂贵的磁性器件的问题，在[8]中介绍了单芯电感器(single coreinductor)。借助于该方法，由于使用一个磁芯从而能够解决尺寸问题。然而，该电感器的设计是非常困难的。另外，仍然需要高频滤波器。
代替二极管，可以使用电容器来保持地与AC电源之间的电压差。在[9]中公开了电容器钳位无桥PFC。电容器被耦接至电网端子和地，从而可以确保低的泄漏电流，但是在电网电流中仍然能够发现高频电流纹波。因此，仍然需要高频滤波器。
在[10]中公开了内置公共滤波器。在该变型中，共模滤波器与升压扼流器串联连接，两个电容器执行电压钳位和滤波的功能。该拓扑结构有效降低了泄漏电流，但是它不能帮助从电网电流中滤除高频分量。
在[11]中提出了改进的电容器钳位方法。在该设计中，使用两个开关来连接电压钳位电容器。根据本公开内容，附加的开关在同一时间进行切换并且这些开关用于提高灯负载操作期间的效率。因此，可以预计性能应该或多或少地与简单电容器钳位无桥PFC的性能相同。
现有技术的解决方案有效解决了无桥PFC的共模电压问题，但代价是包括更高传导损耗及更多或更大的无源器件。而且，不是所有解决方案都能提高电网电流质量。
发明内容
本发明的目的是提供用以解决上述问题的电路。本发明的目的通过特征在于独立权利要求中所阐述的方案的电路来实现。在从属权利要求中公开了本发明的优选实施方式。
本发明基于在无桥PFC电路中使用一个或更多个电容器和低频半导体开关来规划针对不同情况的两个不同的LCL滤波器结构的构思。半导体开关根据输入AC电压的极性以交替的方式将一个或更多个电容器连接至电路。
这减少了电网差分模式电流纹波或电感。此外，由于LCL滤波器中的电容器将电压钳位在电网与地之间，显著降低了PFC共模电压。
由于通过在电路的输入部分处使用切换电路(switching circuit)形成了三阶滤波器，本发明的电路不包括大的电感器。根据电网电压的极性，由LCL滤波器滤除高频分量并改变滤波器结构。由于LCL滤波器使高频分量有效地减弱，因而可以不需要单独的EMI滤波器。
由于通过电容器钳位共模电压，本发明的电路提供了低的泄漏电流。此外，因为没有给主电流路径添加有源元件或无源元件，所以传导损耗低。此外，输入电感越小，则电感器的匝数也越少。使用低电感的电感器增加了效率。
附图说明
在下文中，将通过优选实施方式并参考附图对本发明进行更详细地描述，在附图中，
图1示出了本发明的实施方式；
图2示出了双向开关的实现；
图3(a)和3(b)示出了在正输入电压情况下本发明的实施方式的切换状态；
图4(a)和4(b)示出了图3(a)和3(b)的等效电路；
图5(a)和5(b)示出了在负输入电压情况下本发明的实施方式的切换状态；
图6(a)和6(b)示出了图5(a)和5(b)的等效电路；
图7、8、9和10示出了本发明的实施方式；
图11示出了本发明的仿真波形；
图12(a)、12(b)、12(c)、12(d)和12(e)示出了与本发明相比的现有技术装置的仿真波形；以及
图13和图14示出了描绘本发明的使用示例的基本框图。
具体实施方式
图1示出了本发明的实施方式。本发明的PFC由传统的无桥PFC 1和附加的切换电路2组成。切换电路可以根据电网电压极性规划两个不同的LCL结构。
传统的无桥PFC 1包括第一输入电感器L1和第二输入电感器L2，电感器L1，L2的第一端形成电路的第一输入端子和第二输入端子。此外，无桥PFC 1包括第一二极管D1与第一可控半导体开关S1的串联连接、以及第二二极管D2与第二可控半导体开关S2的串联连接。这些串联连接并联连接在功率因数校正电路的正输出端子VDC+与负输出端子VDC-之间。输出端子形成电路的输出电压，通常，在输出端子之间连接电容器或串联连接的电容器C1、C2。由于在输出端子之间连接有串联连接的电容器，还存在中间电压电位VM。
在本发明的电路中，第一电感器L1的第二端连接在第一二极管与第一可控半导体开关的串联连接之间的点处，类似地，第二电感器L2的第二端连接在第二二极管与第二可控半导体开关的串联连接之间的点处。
第一二极管D1和第二二极管D2的极性使得电流能够通过二极管至正输出端子。也就是说，二极管D1，D2的阴极连接至正输出端子VDC+。可控半导体开关S1，S2被连接成使得开关S1，S2能够阻止电流流过开关至负输出端子。
无桥PFC电路使AC电网电压升高至较高的DC母线电压并且控制DC功率流动至DC母线上。电网电流被控制成正弦的且与AC电网电压同相。
切换电路2滤除由无桥PFC产生的开关频率分量。本发明的切换电路适用于以下述方式在功率因数校正电路的输入端子与输出端子之间连接电容器CAB；CA，CB：当可连接到输入端子的输入电压为正时，电容器连接在第一输入端子与输出端子的电位之间，而当可连接到输入端子的输入电压为负时，电容器连接在第二输入端子与输出端子的电位之间。
具体地，在图1的实施方式中，切换电路包括两个双向开关SA、SB。双向开关SA、SB串联连接并且串联连接的一端连接至第一输入端子而另一端连接至第二输入端子。在图1中，无桥PFC示出为连接至输入电压VAC，从而第一端子连接至线L而第二端子连接至电网的中性线。
图1所示的切换电路还包括耦接在两个双向开关SA、SB的连接点与输出端子的任何电位(即输出DC母线的任意点)之间的电容器CAB。在图1中，该电容器的一个端子Vx被示出为耦接至负输出端子，即负DC母线的电位。该电容器用于将电位差钳位在AC电源与地之间。该连接以虚线示出以强调以下事实：该连接还能够连接至DC母线的任何其它点，包括正DC母线(即正输出端子)或输出电压的中间点VM。
根据本发明，在输入电压的正半波期间，开关SA导通而开关SB阻断。在负半波期间，开关SB导通而开关SA阻断。因此，在输入电压的正半波期间，电容器连接至具有正电压的输入端。类似地，输入电压的负半波期间，电容器连接至具有负电压的输入端。
双向开关SA、SB可以通过单向阻断的半导体开关或者通过背对背地串联连接两个MOSFET或者通过能够提供双向阻断和导通特性的其它电路或装置来实现。在实践中，MOSFET的本体二极管或IGBT的反向并联二极管在半导体开关断开时可以构建泄漏路径。图2示出了双向开关SA、SB的可能的布置。具体地，图2的(a)示出了理想开关，图2的(b)示出了MOSFET，图2的(c)示出了具有反向并联二极管的IGBT，图2的(d)示出了具有可控开关的二极管桥，图2的(e)示出了共射极背对背实现，图2的(f)示出了共漏极背对背实现，而图2的(g)示出了由反并联反向阻断IGBT构成的双向开关。
图3示出了在正半工频周期期间图1的电路的切换状态。在此半工频周期中，滤波电容器CAB通过双向开关SA连接至电网电压的线L。主开关S2一直导通而主开关S1以高频率进行切换。在开关S1导通时，对电感器L1充电，而在S1阻断时，该电感器使输出电压升高。
图3(a)和3(b)分别示出了在主开关S1接通和断开时的电路。图4(a)和4(b)分别示出了图3(a)和3(b)的对应等效电路。可以看出，L1、CAB和L2构成电网与升压变换器之间的LCL滤波器。在此情况下，L2用作电网电感器，从而实现了低电网差分电流纹波。此外，电容器CAB耦接在线L与DC母线的负极端子之间，从而钳位线L与DC母线的负极端子之间的电位差，由此实现了低泄漏电流。
在输入电压的负半工频周期期间，也存在两个不同的切换状态。在此半工频周期中，滤波电容器CAB通过双向开关SB连接至电网电压的中性线N，主开关S1一直导通而主开关S2以高频率进行切换。图5(a)和5(b)分别示出了主开关S2接通和断开时的电路。图6(a)和6(b)分别示出了图5(a)和5(b)的对应等效电路。可以看出，L2、CAB和L1构成电网与升压变换器之间的LCL滤波器。在此情况下，L1用作电网电感器，从而实现了低电网差分电流纹波。此外，电容器CAB耦接在中性线N与DC母线的负极端子之间，从而钳位中性线N与DC母线的负极端子之间的电位差，因此实现了低泄漏电流。
图7示出了本发明的一个实施方式。在本实施方式中，独立的开关SA、SB连接独立的电容器CA、CB以进行如上所述的功能。具体地，切换电路包括开关与电容器的两个串联连接。第一串联连接SA、CA连接在第一输入端子与输出端子的电位之间。类似地，第二串联连接SB、CB连接在第二输入端子与输出端子的电位之间。在图7的示例中，串联连接的另一端被示出为连接至负输出端子。在实施方式中，在正半工频周期时段内SA开关接通，而在负半工频周期时段内SB开关接通。切换的目的是根据输入电压的极性来重新配置LCL滤波器。图7的拓扑结构的优点是所有半导体开关SA、SB、S1和S2都参考接地，使其成为关于栅极驱动设计的具有吸引力的选择。
图8中示出了本发明的另一实施方式。图8中的切换电路以X形状耦接在AC电源和由二极管与可控开关的串联连接构成的臂之间。在该电路中使用了两个双向开关和两个电容器。更具体地，开关SA与电容器CA的第一串联连接被串联连接在第一电感器的第一端与第二电感器的第二端之间。开关SB与电容器CB的第二串联连接被连接在第一电感器的第二端与第二电感器的第一端之间。
在图9的实施方式中，附加的切换电路以H形状耦接在臂与AC电源之间。在该电路中仅使用了一个电容器。本实施方式的切换电路包括可控开关的两个串联连接。第一串联连接SA1、SB2连接在电感器L1、L2的第一端子之间而第二串联连接SB1、SA2连接在电感器L1、L2的第二端之间。电容器CAB连接在两个串联连接的中间点之间。在图9的实施方式中，在正半周期期间，通过使用开关SA1和开关SA2将电容器CAB连接至电路，而在负半周期期间，通过使用开关SB1和开关SB2将电容器CAB连接至电路。
在图8和图9的实施方式中，电容器通过电路的主开关连接在电路的输入端子与输出端子的电位之间。例如，图8中，在输入电压的正半波期间，开关SA导通，并且电容器CA通过在正半波期间导通的开关S2连接在第一输入端子与负输出端子之间。在负半波期间，电容器CB通过开关S1连接至负输出端子。
图10示出了本发明的又一实施方式，在该实施方式中，切换电路由四个开关和一个电容器构成。开关被布置成构成两个串联连接并且这两个串联连接跨接在输入电感L1、L2两端。电容器CAB连接在开关的串联连接的中间点之间。如与图9中的实施方式一样，在输入电压的正半周期期间，开关SA1、SA2被控制导通，从而将电容器连接在第一电感器的第一端与第二电感器的第二端之间。在正半周期期间，第二电感器的第二端通过导通开关S2连接至负输出端子的电位。在负半周期期间，开关SB1、SB2被控制导通，从而将电容器CAB连接在第二电感器的第一端与第一电感器的第二端之间。
在下文中，通过计算机仿真来展示本发明的无桥PFC的性能。仿真的系统对应于图1中的电路。输入电源由单相AC电压源构成，并且输出部分为电阻器。PFC的仿真输出功率为2.2kW，输出DC电压为380V，工频为50HZ，并且输入AC电压为230Vrms。切换频率为20kHZ。所有半导体器件和电感器都是理想元件。
图11示出了关键的仿真波形。可以看出，电网电流(lin，第二个曲线图)被整形成正弦波且与电网电压(第一个曲线图)同相。另外，电流纹波非常小。泄漏电流(I(Ccm)，第四个曲线图)也很小。第三个曲线图示出了输出电压。
图12示出了在无桥PFC中使用不同的钳位技术的电流波形的对比。在图中，第一行的波形是电网电流，第二行的波形是电感器电流，而最底行的波形是泄漏电流。在该对比中，电感和切换频率相同。
图12(a)示出了[4]中所呈现的传统无桥PFC的波形。电网电流(Iin)携带大的高频电流纹波，并且泄漏电流也很高(约5A)。
图12(b)示出了二极管钳位无桥PFC电流，相应的拓扑结构在[7]中呈现。泄漏电流被最小化(几乎为0A)，但由于在电流路径中仅存在一个电感器，因而电网电流纹波高于传统无桥PFC中的电网电流纹波。
图12(c)示出了电容器钳位无桥PFC电流，相应的拓扑结构在[9]中呈现。泄漏电流被最小化至可接受的范围(0.2A_峰值)，但是电网电流纹波仍高于传统无桥PFC中的电网电流纹波。
图12(d)示出了电容器钳位加共模滤波器无桥PFC电流，相应的拓扑结构在[10]中呈现。泄漏电流进一步被最小化至0.02A_峰值，但是对于关心的电网电流纹波无济于事。
图12(e)示出了本发明的无桥PFC的波形，相应的拓扑结构在图1中呈现。泄漏电流稍高于现有技术的解决方案，但是仍在可接受的范围内，(约0.4A_峰值)；而且，获得了高质量的电网电流。由此可见，本发明的PFC在高质量的电网电流和泄漏电流方面优于现有技术的解决方案。
总之，本发明可连同用于从AC电网向DC负载供应AC功率的设备(如电机驱动器)使用。图13和图14描绘了用于将AC功率从单相电网转换成适用于驱动电气负载的DC功率的示例性两级功率变换器的概念框图。第一级功率变换器可以包括功率因数校正器(PFC)，诸如将DC功率输出到DC母线上的无桥PFC。第二级功率变换器可以是逆变器(图14)或向负载提供功率的DC-DC变换器(图13)。图13和图14中所指示的电压电平是常用电压的示例。
对于本领域技术人员来说明显的是，随着技术进步，可以以各种方式实现本发明的构思。本发明及其实施方式不限于上述示例，并且可以在权利要求的范围内进行变化。
参考文献
[1]J.-Y.Lee,Y.-M.Chang和F.-Y.Liu,“A new UPS topology employing a PFCboost rectifier cascaded high-frequency tri-port converter,”IEEE工业电子学汇刊第46卷第4期第803～813页,1999年8月；
[2]J.-Y.Chai和C.-M.Liaw,“Development of a switched-reluctance motorDrive with PFC front end,”，IEEE能量转换会刊第24卷第1期第30～42页,2009年3月；
[3]F.J.Azcondo,F.J.Díaz,C.和R.Casanueva,“Micro-controllerpower mode stabilized Power Factor Correction stage for high inten-sitydischarge lamp electronic ballast,”，IEEE电子器件期刊第22卷第3期第845～853页,2007年5月；
[4]‘AC-DC Converter having an improved power factor’,美国专利公开文本No.US 4412277 A,1983年10月25日；
[5]‘AC-to-DC conversion apparatus and related control mannerthereof’,美国专利公开文本No.US 20130016545 A1,2013年01月17日；
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[7]A.F.de Souza和I.Barbi,“High power factor rectifier with re-ducedconduction and commutation losses,”，电信能源会议,1999年6月；
[8]Y.Jang和M.Jovanovic,“A bridgeless PFC boost rectifier withoptimized magnetic utilization,”，IEEE电子器件期刊第24卷第1期第85～95页,2009年1月；
[9]‘EMI noise reduction circuit and method for bridgeless PFC cir-cuit’,美国专利公开文本No.US 7215560 B2,2007年05月08日；
[10]‘Bridgeless boost PFC circuits and systems with reduced com-monmode EMI’,美国专利公开文本No.US 8289737 B2,2012年10月16日；
[11]‘High efficiency bridgeless PFC power converter’,美国专利公开文本No.US 8199541 B2,2012年06月12日。

Claims (9)

1.一种无桥功率因数校正电路，包括：
第一输入电感器(L1)和第二输入电感器(L2)，所述电感器的第一端构成所述电路的第一输入端子和第二输入端子，
第一二极管(D1)与第一可控半导体开关(S1)的串联连接，
第二二极管(D2)与第二可控半导体开关(S2)的串联连接，该串联连接被并联连接在所述功率因数校正电路的正输出端子(VDC+)与负输出端子(VDC-)之间，其中，
所述第一电感器(L1)的第二端连接在所述第一二极管与所述第一可控半导体开关的串联连接之间的一点处，以及
所述第二电感器(L2)的第二端连接在所述第二二极管与所述第二可控半导体开关的串联连接之间的一点处，其中，
所述第一二极管(D1)和所述第二二极管(D2)的极性使得电流能够通过所述二极管至所述正输出端子，
所述可控半导体开关(S1，S2)能够阻止电流流过所述可控半导体开关至所述负输出端子，其特征在于，所述功率因数校正电路还包括切换电路(2)，所述切换电路(2)适于以下述方式将电容器(CAB；CA，CB)连接在所述功率因数校正电路的输入端子与输出端子之间：当可连接到所述输入端子的输入电压为正时，所述电容器连接在所述第一输入端子与所述输出端子之间，而当可连接到所述输入端子的输入电压为负时，所述电容器连接在所述第二输入端子与所述输出端子之间。
2.根据权利要求1所述的无桥功率因数校正电路，其中，所述切换电路适于针对来自所述电路的输入的高频电流分量形成通过电容器至所述输出端子的传导路径。
3.根据权利要求1或2所述的无桥功率因数校正电路，其中，所述切换电路包括两个可控双向开关(SA，SB)和电容器(CAB)，所述开关串联连接在所述第一输入端子与所述第二输入电子之间，并且所述电容器连接在所述可控开关之间的连接点与所述输出端子之间。
4.根据权利要求1或2所述的无桥功率因数校正电路，其中，所述切换电路包括第一可控开关(SA)和第二可控开关(SB)以及第一电容器(CA)和第二电容器(CB)，所述第一可控开关和所述第一电容器串联连接在所述第一输入端子与所述输出端子之间，而所述第二可控开关和所述第二电容器串联连接在所述第二输入端子与所述输出端子之间。
5.根据权利要求1或2所述的无桥功率因数校正电路，其中，所述切换电路包括第一可控开关(SA)和第二可控开关(SB)以及第一电容器(CA)和第二电容器(CB)，所述第一可控开关和所述第一电容器串联连接在所述第一输入端子与所述第二电感器(L2)的第二端之间，而所述第二可控开关和所述第二电容器串联连接在所述第二输入端子与所述第一电感器(L1)的第二端之间。
6.根据权利要求1或2所述的无桥功率因数校正电路，其中，所述切换电路包括第一可控开关对(SA1，SA2)和第二可控开关对(SB1，SB2)以及电容器(CAB)，所述开关对中的可控开关被连接成使得：所述第一开关对中的第一开关(SA1)与所述第二开关对中的第二开关(SB2)串联连接且该串联连接被连接在所述第一输入端子与所述第二输入端子之间，并且所述第二开关对中的第一开关(SB1)与所述第一开关对中的第二开关(SA2)串联连接且该串联连接被连接在所述第一电感器的第二端与所述第二电感器的第二端之间，以及所述电容器(CAB)连接在所述可控开关的所述串联连接的连接点之间，其中，所述第一开关对(SA1，SA2)适于在可连接到所述输入端子的所述输入电压为正时被控制导通，而所述第二开关对(SB1，SB2)适于在可连接到所述输入端子的所述输入电压为负时被控制导通。
7.根据权利要求1或2所述的无桥功率因数校正电路，其中，所述切换电路包括第一可控开关对(SA1，SA2)和第二可控开关对(SB1，SB2)以及电容器(CAB)，所述开关对中的可控开关被连接成使得：所述第一开关对中的第一开关(SA1)与所述第二开关对中的第一开关(SB1)串联连接且该串联连接被连接在所述第一电感器(L1)的第一端与第二端之间，并且所述第一开关对中的第二开关(SA2)与所述第二开关对中的第二开关(SB2)串联连接且该串联连接被连接在所述第二电感器(L2)的第一端与第二端之间，以及所述电容器(CAB)连接在所述可控开关的所述串联连接的连接点之间，其中，所述第一开关对(SA1，SA2)适于在可连接到所述输入端子的所述输入电压为正时被控制导通，而所述第二开关对(SB1，SB2)适于在可连接到所述输入端子的所述输入电压为负时被控制导通。
8.根据权利要求1或2所述的无桥功率因数校正电路，其中，所述输出端子的电位是第二输出端子的电位、第一输出端子的电位或所述第一输出端子的电压与所述第二输出端子的电压之间的电位。
9.根据权利要求1或2所述的无桥功率因数校正电路，其中，所述电容器通过所述第一可控半导体开关(S1)或所述第二可控半导体开关(S2)连接在所述输入端子与所述输出端子之间。
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