CN104660390B

CN104660390B - 一种cdma结合aco‑ofdm的光多载波码分多址系统通信方法

Info

Publication number: CN104660390B
Application number: CN201510070903.1A
Authority: CN
Inventors: 贾科军; 郝莉
Original assignee: Southwest Jiaotong University
Current assignee: Southwest Jiaotong University
Priority date: 2015-02-10
Filing date: 2015-02-10
Publication date: 2017-11-14
Anticipated expiration: 2035-02-10
Also published as: CN104660390A

Abstract

本发明公开了一种CDMA结合ACO‑OFDM的光多载波码分多址系统通信方法。其主要步骤是：(1)每个用户符号扩频后对应相加，生成包含所有用户信息的扩频信号；(2)扩频信号被映射成一个满足厄米特对称的信号，其仅奇数子载波包含信息，偶数子载波全部为0，从而保证IFFT输出为实信号；(3)对映射后的信号尺度变化，变化因子决定了IFFT输出信号的方差，从而达到限制发射光功率的目的；(4)对IFFT输出的实信号限幅，以满足实际光源工作在线性区；(5)接收端仅提取FFT输出的奇数子载波的前一半信号；(6)提取信号经过均衡器以补偿限幅衰减和尺度变换。该系统能满足多用户环境下光无线通信强度调制直接检测系统的要求，并能够按照系统要求限制光发射功率。

Description

一种CDMA结合ACO-OFDM的光多载波码分多址系统通信方法

技术领域

本发明涉及码分多址和光多载波调制结合的光无线通信系统，尤其是涉及码分多址和非对称限幅光正交频分复用结合的光多载波码分多址系统。

背景技术

随着用户对实时宽带无线数据需求的不断增大，传统的射频(Radio Frequency,RF)接入技术存在着频谱资源稀缺，安全性差，严重的电磁干扰和巨大的能耗等不足。光无线通信(Optical wireless communication,OWC)可以提供巨大的频谱资源，无需频谱许可，无电磁干扰和系统实现简单等优点，被认为是RF很有前景的互补型接入技术。

码分多址(Code Division Multiple Access，CDMA)作为第三代移动通信(3rd-Generation，3G)的核心技术，具有多址接入能力强、抗窄带噪声性能好、抗多径衰落能力强和保密性好等优点，但是无线技术存在的高频谱效率要求和严重频率选择性衰落两个方面，CDMA技术如何应对这两个挑战成为下一代多址接入技术设计的关键。正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)是一类多载波调制技术，在抗多径效应引起的码间串扰方面有其固有优势，非常适合高速无线数据通信。多载波码分多址(Multi Carrier-Code Division Multiple Access，MC-CDMA)是将CDMA和OFDM相结合的技术，具有抗窄带噪声干扰、多径效应引起的码间干扰等方面的优势，并具有频率分集的特点。

早在1993年文献[1]“Multi-carrier CDMA in indoor wireless radionetworks”.(N.Yee,J.P.Linnarz,G.Fettweis.Proceedings IEEE InternationalSymposium on Personal,Indoor and Mobile Radio Commun.[C]，1993，pp.109-113)就提出了MC-CDMA技术方案，参见图1所示其基本原理是：在发送端，设有U个用户同时发送信息，其中第u个用户输入的信息符号为a_u(k)，k表示第k个符号间隔，a_u(k)以等概率取值于±1，T_s为信息符号周期。a_u(k)首先输入到一个复制器，其输出为N路并行的a_u(k)复制的符号；然后N路并行符号和第u个用户的长为N的正交扩频序列C_u按照对应位(Chip)相乘，并行输出的N长符号序列再进行载波调制，调制子载波的频率间隔为F/T_s，其中F是整数，因此各个子载波间是正交的且包含了扩频序列符号；最后将并行的N路调制信号相加，作为第u个用户的输出信号s_u(t)。通常每路子载波信号间是独立的，所以其和信号s_u(t)是一个复信号。经过信道传输后，在接收端收到的信号r(t)是U个用户信号的混合信号。参见图2所示，信号r(t)经过解调器后输出N路子载波信号，每一路信号再乘以一个合并因子后将N路信号分别经过低通滤波器(Low Pass Filter，LPF)，输出的基带信号相加，然后抽样后产生第k个符号的判决变量b_u。在实际的系统中调制解调可以使用逆快速傅里叶变换/快速傅里叶变换(IFFT/FFT)算法来实现。

自MC-CDMA提出后，学者们对其在RF系统中的应用进行了大量研究。但是在光无线通信系统中研究应用MC-CDMA技术的文献较少，主要有以下相关研究：

(1)国内西安电子科技大学的栾英姿在参考文献[2]“MC-CDMA for opticalwireless communications”(Y.Luan,G.Jiang,and J.Li.Proc.SPIE 6021，OpticalTransmission，Switching,and Subsystems III[C]，2005，pp.60210Z-60210Z-8)中提出在光无线通信系统中应用MC-CDMA技术，设计了在上行链路时采用解相关-并行干扰抵消(DEC-PIC)技术进行多用户检测的系统模型，给出了计算信干噪比的公式。

(2)泰国学者Muhammad Zubair Farooqui，Poompat Saengudomlert在参考文献[3]“Transmit power reduction through subcarrier selection for MC-CDMA-basedindoor optical wireless communications with IM/DD”(Eurasip Journal onWireless Communications And Networking[J],2013:138)中研究在下行链路中，强度调制/直接检测(Intensity Modulation Direct Detection，IM/DD)系统中通过子载波选择来减少平均发送功率的方法。

(3)英国学者F.E.Alsaadi,J.M.Elmirghani在参考文献[4]“MC-CDMA IndoorOptical Wireless System”(2007IEEE Global Telecommunications Conference[C]，2007，pp.2455-2460)，参考文献[5]“Mobile MC-CDMA optical wireless systememploying an adaptive multibeam transmitter and diversity receivers in a realindoor environment”(IEEE 2008International Conference on Communications[C]，2008，pp.5196-5203)，参考文献[6]“Adaptive Mobile Line Strip Multibeam MC-CDMAOptical Wireless System Employing Imaging Detection in a Real IndoorEnvironment”(IEEE Journal on Selected Areas In Communications[J]，2009，vol.27,no.9,pp.1663-1675)中研究在不同的室内信道环境下，采用不同的检测技术分析了光MC-CDMA的系统性能。

在光无线通信系统中，通常采用IM/DD调制方式，即就是信号直接调制发送端的非相干发光二极管(Light-Emitting Diode，LED)的强度(而非幅度)，那么就需要驱动LED的信号是非负实数信号。但是在参考文献[2，3]中，研究应用于光无线通信的MC-CDMA系统时，CDMA和传统的OFDM相结合，那么MC-CDMA系统输出信号是一个复信号，如果直接用于驱动LED时，信号的相位信息将丢失掉。在参考文献[4，5，6]中MC-CDMA输出信号同样是复信号，文中提出在发送端用两个LED分别来传送复信号的实部和虚部。但是在IM/DD系统中接收端直接检测时，在光电检测器(Photodiode，PD)中要将载荷实部和虚部信息的两路光信号同步分离将很难实现。此外，两路信号经过信道传输后再合并，恢复的复信号所受到的加性噪声干扰将是一路传输信号的两倍。

另一方面，在参考文献[2,3,4,5,6]中都假设发送端的发光光源是理想的器件，而没有考虑实际的器件在正常工作时输入输出信号总是有一定的动态范围，即就是输入信号在一定的动态范围内时，可以认为发端光源发出的光信号强度正比于输入信号，如果输入信号超出了此范围，发端光源的输入信号需先经过限幅处理后才能输入到LED光源，否则光源输出的光信号和输入信号的关系将呈现非线性的关系，甚至于输入信号过大时LED光源被烧坏，过小时又无法工作。

最后，在参考文献[2,3,4,5,6]的MC-CDMA系统中接收端的光信号会随着同时发送信息的用户数的增大而增大。但是实际系统中，必须要考虑人眼和皮肤的健康问题，再者在可见光通信中考虑室内照明的需要，光无线通信的光源发光功率通常是要受到限制的。

发明内容

本发明的目的是设计一种适用于在下行链路多用户环境下，能克服多径效应影响的光无线多载波码分多址(O-MC-CDMA)通信系统，该系统能够满足强度调制直接检测(IM/DD)系统对非负实数信号的需要，能够提供使LED光源工作在线性区的驱动信号，并且能够满足用户对发送平均光功率的限制。

本发明为解决其技术问题，所采用的技术方案是：

一种CDMA结合ACO-OFDM的光多载波码分多址系统通信方法，包含以下步骤：

发送端：

步骤1：每个用户的调制符号扩频，将所有用户的扩频信号相加，生成一个包含所有用户信息的扩频信号；

步骤2：对扩频信号进行映射操作，映射输出信号满足厄米特对称特性，以保证IFFT变换输出信号是一个实信号；

步骤3：对映射后的信号尺度变化，变化因子决定了IFFT输出信号的方差，进一步达到限制LED发光功率的目的；

步骤4：进行IFFT变换，并对输出信号限幅，将限幅输出信号与LED的直流偏置信号之和作为LED的驱动信号，可使其工作在线性区；

步骤5：对限幅后的信号添加循环前缀，并串转换和数模转换后加上直流偏置信号，驱动LED光源发光；

接收端：

步骤1：接收器检测光信号，光电转换后对电信号离散化，串并转换，删除循环前缀后输入到FFT；

步骤2：在接收端仅提取FFT输出信号中前一半的奇数子载波信号，然后对提取的信号均衡处理，以补偿限幅带来的信号衰减和尺度变化因子；

步骤3：将均衡器输出的信号分集接收，解调输出用户的信息比特。

通过如上的方法，本发明使码分多址(CDMA)和非对称限幅光正交频分复用(Asymmetrically Clipped Optical Orthogonal Frequency Division Multiplexing，ACO-OFDM)结合使系统输出非负实数信号；对IFFT输出的信号进行限幅，限幅信号满足使LED光源工作在线性区；引入尺度变化因子对IFFT输入子载波信号进行尺度变化，可以限制IFFT输出信号方差，从而能够使用户限制发送平均光功率。

在实际过程中，光多载波码分多址系统设计的具体步骤如下：

发送端：

步骤1：每个用户的调制符号用其正交扩频序列扩频，X_u(i)表示第u个用户的第i个调制符号，通常调制符号的平均功率归一化。将所有用户的扩频信号相加，生成一个包含所有用户信息的扩频信号X_ss(m)，m＝0，1，2，…G-1，G表示扩频序列的长度；

步骤2：将扩频信号进行映射(Mapping)，映射输出信号满足厄米特对称(Hermitian)特性，其中仅奇数子载波包含信息，偶数子载波全部为0，映射输出信号为：

其中(·)^*表示共轭运算，(·)^T表示矩阵的转置。

步骤3：对映射后的信号尺度变化，即给X_mapping乘以一个尺度变化因子α得到X_scaled。该因子决定了IFFT输出信号的方差(均方差)，从而达到限制LED发射光功率的目的。根据IFFT变换输入输出离散信号的总能量和平均功率不变的性质，可以得到尺度变化因子为：

其中σ_x表示IFFT输出信号的均方差值，|·|表示信号的模运算，N表示IFFT变换的维数N＝4G。

步骤4：采用的IFFT运算为：

其中k＝0，1，…，N-1。IFFT变换输出信号x(k)为双极性的实数序列，根据ACO-OFDM的特性，实数序列具有反对称性(Antisymmetry)，因此可以删除负值信号而不丢失信息。但是在实际实现时，限幅输出信号x_clipped(k)与LED的直流偏置信号B_DC之和作为LED的驱动信号，设使LED工作在线性区时对应的输入信号的动态范围为(i_min，i_max)，直流偏置信号大小的不同，将导致限幅信号x_clipped(k)的动态范围也不同，所以IFFT输出时域信号x(k)的限幅门限ε_bollom和ε_top为：

ε_bottom＝max{i_min-B_DC，0}

ε_top＝i_max-B_DC

步骤5：对限幅后的信号添加循环前缀(Cyclic Prefix，CP)，并串转换(P/S)和数模转换(D/A)后，加上直流偏置信号，驱动LED光源发光。

接收端：

步骤1：假设接收端为用户u，接收器检测光信号，光电转换后对电信号离散化(A/D)，串并转换(S/P)，删除循环前缀后输入到FFT；

步骤2：相对应于发端的IFFT输入信号的厄米特对称性，在接收端仅提取FFT输出信号中前一半的奇数子载波信号，然后对提取的信号均衡处理，以补偿限幅带来的信号衰减和尺度变化因子；

步骤3：将均衡器输出信号分集接收，每一路乘以一个增益(gain)因子，然后对所有信号求和，输出一个用户u的判决变量，最后解调输出用户u的信息比特。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

(1)区别于传统的多载波码分多址系统，本发明通过CDMA和ACO-OFDM相结合，实现了O-MC-CDMA系统。

传统的MC-CDMA是CDMA和OFDM相结合，系统中IFFT变换输出的信号通常是一个复数信号。而本发明对IFFT输入信号进行了厄米特对称，且仅奇数子载波包含信息，偶数子载波全部为0。经过IFFT变换后，输出的信号是一个实数信号，再经过限幅后加上直流偏置信号，输入到LED进行强度调制的信号将是一个非负实信号，满足强度调制直接检测系统的需要。

(2)通过引入尺度变化因子达到限制LED发光功率的目的。另一方面，使接收端信号的平均信噪比不变，有利于理论分析。

在O-MC-CDMA系统中，对IFFT输入的信号进行尺度变化，即乘以一个常数因子，该因子和IFFT输出信号的均方差、IFFT的维数以及用户的平均符号功率有关。因此尺度变化可以限制IFFT输出信号的方差值，且信号的方差不随用户数和发端调制方式的变化而变化，从而达到了限制LED发光功率的目的。

(3)考虑到实际LED工作于线性区时的输入信号动态范围，对IFFT输出实数信号限幅，能保证LED的驱动信号处于该动态范围内。

根据中心极限定理，在用户数较多和傅里叶变化维数较大时，IFFT输出信号服从均值为零的正态分布。那么通过限幅操作，避免了因为LED输入信号过小或过大而处于非线性工作区的情况，甚至于LED不工作或者被烧坏的可能。另外，系统的物理可实现性更强。

本发明得到了国家自然科学基金(61461026，61271245)和甘肃省自然科学基金(1212RJZA019)的资助。

附图说明

图1是传统多载波码分多址系统发送端原理图；

图2是传统多载波码分多址系统接收端原理图；

图3是本发明光多载波码分多址系统发送端原理图；

图4是本发明光多载波码分多址系统接收端原理图；

图5是IFFT输出信号限幅操作示意图；

图6是子载波数为512时，散射多径信道频域响应因子幅度图；

图7是视线传输信道下光多载波码分多址系统误比特率分析图；

图8是散射多径信道下光多载波码分多址系统误比特率分析图；

图7和图8中横坐标表示信噪比E_b/N₀，单位是分贝(dB)，纵坐标表示误比特率(BitError Rate,BER)。带符号“□”的实线代表理想限幅时的误码率理论值，带符号“■”的虚线代表理想限幅时的误码率仿真值。带符号“◇”的实线代表单边限幅时的误码率理论值，带符号“◆”的虚线代表单边限幅时的误码率仿真值，带符号“△”的实线代表双边限幅时的误码率理论值，带符号“▲”的虚线代表双边限幅时的误码率仿真值。

具体实施方式

参见附图3，光多载波码分多址系统发送端的具体实施方式为：

(1)假设U个用户同时通信，每个用户输入的二进制比特序列为b_u，u＝0，1，2，…U-1。将每个用户输入的二进制信息序列分为每段长为log₂M比特的二进制数据段，采用格雷码映射到矩形分布的调制阶数为M的正交振幅调制(Quadrature Amplitude Modulation，QAM)星座图上；调制器输出并行的U个用户的调制符号，用X_u(i)表示第u个用户的第i个调制符号，通常调制符号的平均功率归一化为1。

(2)将每个用户的调制符号X_u(i)分别复制，复制长度和扩频所用的扩频序列的长度相同，设扩频序列长度为G；然后将每个用户复制输出的并行信号相对应地和该用户的扩频序列的每一位相乘，实现用户调制符号的扩频；最后将U个用户的扩频信号按照对应位相加，输出长度为G的包含U个用户信息的扩频信号X_ss(m)，m＝0，1，2，…G-1。扩频过程可以等效为一个扩频矩阵C和用户符号矢量X(i)的乘积，表示如下：

其中c_u(m)∈{-1，1}表示用户u的长为G扩频序列的第m位(Chip)，扩频信号X_ss(m)可以表示为：

(3)为了满足强度调制直接检测系统的要求，使正交调制输出信号是实数信号，IFFT的输入信号应该满足厄米特(Hermitian)对称性，即就是输入信号的后半部分等于前半部分的共轭镜像。ACO-OFDM仅仅使用奇数子载波载荷信息，偶数子载波全部为0。所以需要对扩频信号X_ss(m)进行映射(Mapping)操作。映射输出信号为：

其中(·)^*表示共轭运算，(·)^T表示矩阵的转置。因此IFFT变换的维数N＝4G。

(4)为了能够限制发端光信号的平均功率，对映射输出信号X_mapping乘以一个尺度变化因子，该因子可以决定IFFT输出信号的平均功率，进一步可以决定发送光信号平均功率。尺度变化后的信号X_scaled输入到IFFT，本发明采用的IFFT运算为：

其中k＝0，1，…，N-1。根据IFFT变换输入输出离散信号的总能量和平均功率不变的性质，可以得到尺度变化因子为：

其中σ_x表示IFFT输出信号的均方差值，|·|表示信号的模运算。

(5)通常LED正常工作，特别是在室内可见光通信中时，为了满足室内照明的需要，需要在LED驱动电路中加直流偏置信号B_DC。因此载荷信息的信号与直流偏置信号之和作为LED的驱动信号x_LED(t)，可以表示为：

x_LED(t)＝x_clipped(t)+B_DC

设LED处于线性工作区时，要求的输入驱动信号动态范围为(i_min，i_max)，由此可以确定IFFT输出时域信号x(k)的限幅门限ε_bottom和ε_top为：

ε_bottom＝max{i_min-B_DC，0}

ε_top＝i_max-B_DC

根据ACO-OFDM调制的性质，IFFT输出信号具有反对称性(Antisymmetry)，即

那么当限幅门限εb_ottom＝0，ε_top＝+∞时称为理想限幅，此时限幅不丢失信号所包含的信息。而实际系统中因为直流偏置信号的设置和LED物理特性的限制，x(k)信号常常可能要进行上下双边限幅。

实际系统对x(k)双边限幅操作如图5所示，对应的限幅表示为函数：

根据中心极限定理，当用户数较多和IFFT维数比较大时(通常N≥64)，IFFT输出的时域信号x(k)服从高斯分布。对高斯分布信号进行非线性限幅，相当于信号被乘以了一个衰减因子，再加上一个和信号不相关的非高斯分布的随机噪声，由下式表示：

x_clipped(k)＝ρx(k)+n_clip

E[x(k)n_clip]＝0

其中ρ表示衰减因子，n_clip代表限幅噪声，E[·]表示求数学期望。衰减因子可由下式计算：

其中λ_bottom和λ_top分别表示归一化的限幅上下限，Q(·)表示零均值单位方差的正态分布的互补累积函数，分别表示如下：

(6)为了有效消除光无线信道多径效应的影响，对限幅输出信号x_clipped加上循环前缀CP。循环前缀的长度应该大于等于信道的最大时延。假设所加的CP长度为L，将x_clipped信号的后面L个元素复制到x_clipped的前面，构成一个长度为L+N的并行信号。该信号经过并串转换后输入到模数转换模块，模数转换模块采用滚降因子β＝1的升余弦滤波器。最后加上直流偏置信号B_DC构成LED驱动信号x_LED(t)直接调制LED的强度，LED发射光信号的平均功率为：

E[x_LED(t)]＝σ_x(φ(λ_bottom)-φ(λ_top)+λ_topQ(λ_top)+λ_bottom(1-Q(λ_bottom)))+B_DC

其中φ(·)表示标准正态分布的概率分布函数

参见附图4，光多载波码分多址系统接收端的具体实施方式为：

(1)强度调制直接检测系统(IM/DD)不能传输相位和频率信息，因此光无线系统是一个线性基带传输系统。LED光信号经过室内无线信道传输，当发送端和接收端位置不变化时，光无线信道可看作是准静态信道，其信道脉冲响应h(t)为非负值。光信号经过多路径传输后，光电检测器(由光电二极管和跨阻抗放大器构成)将光信号转换为电信号，其中背景光引起的噪声以及电路的本身的热噪声可以集中认为是高斯分布的白噪声n_AWGN，其双边功率谱密度为N₀/2。那么接收到的电信号为：

y(t)＝h(t)*x_LED(t)+n_AWGN(t)

其中*表示线性卷积运算。室内光无线多径信道的脉冲响应和射频通信系统相似，也可以表示为：

其中P表示多径信道的总路径数，h_l表示第l径信道衰减因子，Δτ表示信道的时延，δ(·)是狄拉克函数。因此，收到的被噪声干扰多径信号y(t)可表示为：

假设系统理想同步，y(t)经过均匀抽样后删除掉循环前缀CP。假设循环前缀L大于等于无线信道的最大时延扩展，消除了接收端子载波之间的干扰(ICI)和符号间干扰(ISI)，串并变换后输出的N路并行信号可表示为：

为了简单起见，上式可以简写为：

y＝hx_LED+n_AWGN

其中h是一个N×N的循环矩阵，且仅与信道衰减系数相关。

(2)信号y输入到FFT模块，将时域信号转化为频域信号，输出的信号Y为：

Y＝F(hx_LED+n_AWGN)

＝Fh(αρF^HX_mapping+F^HN_clip+B_DC)+N_AWGN

其中(·)^H表示矩阵的共轭转置运算，F代表N×N的单位离散傅里叶变换矩阵，

其中N_clip和N_AWGN分别表示频域的限幅噪声和加性高斯噪声。直流偏置信号B_DC经过傅里叶变换后变成Y中的直流分量，其不影响信息的解调。非高斯分布的随机限幅噪声n_clip经过FFT后，可认为变成了高斯分布的噪声，其噪声方差可以表示为：

令H＝FhF^H，因为循环矩阵的傅里叶变换是对角矩阵，那么H矩阵可以表示为：

定义H矩阵主对角线元素H(k)为信道频域响应因子。因此，从信道对发送频域信号的影响来看，相当于给发端频域信号的每一个子载波乘以了一个信道的频域响应因子。

(3)发送端输入到IFFT的信号X_mapping具有厄米特对称性，且只有奇数子载波包含信息，偶数子载波全为0。接收端相对应的也只提取FFT输出的频域信号的前一半奇数子载波信号。在发送端对信号进行了尺度变化和限幅操作，因此用均衡器补偿对信号的畸变，即除以常数因子αρ得到信号Y_eq(m)为：

其中H(2m+1)表示H矩阵主对角线上第2m+1个元素，m＝0，1，…，G-1，N_CN(2m+1)是均值为0，方差为1的高斯白噪声，σ_clip和σ_AWGN分别表示限幅高斯噪声和加性高斯噪声的标准差。

(4)对Y_eq(m)信号分集接收，收集分散在频域的信号能量。设接收用户为r，每一个Y_eq(m)乘以一个合并因子d_r(m)后求和，当接收端采用不同的合并算法时，合并系数d_r(m)不同。合并后得到一个判决变量υ_r，可表示为：

其中第一项表示用户r所期望的判决信号，第二项表示其他用户对用户r的多用户干扰(MUI)信号，第三项表示限幅带来的高斯分布噪声，第四项表示信道高斯白噪声。

因为信道的频域响应因子不同，频域信号不同子载波受到信道的影响不同，因此信号经过信道后，不同用户的正交性被破坏。正交性恢复合并(Orthogonality RestoringCombining，ORC)算法能够消除信道的影响，恢复不同用户间的正交性。该算法的合并因子为：

对应的判决变量为：

很显然正交性恢复合并算法消除了多用户干扰项，进一步可根据v_r可以计算出解调器输入信号的每比特信噪比E_b/N₀。正交性恢复合并算法调制器输入端信号的信噪比为：

(5)判决变量υ_r输入到解调器，解调输出用户r的二进制信息比特b′_r。根据每比特信噪比E_b/N₀可以得到系统的理论误码率。M阶正交振幅调制的误码率理论公式为：

其中erfc(·)表示高斯误差函数。

仿真实验

通过仿真实验和理论分析结果相比较，验证系统设计的正确性和可行性。

仿真参数设置：采用4QAM调制，调制符号平均功率归一化为1。采用正交GOLD序列作为扩频序列，序列长度为G＝128，选取m序列优选对为g₀(x)＝1+x⁴+x⁷、g₁(x)＝1+x+x²+x³+x⁷。用户数U＝8，IFFT/FFT的维数为N＝512，IFFT变换输出信号的均方差值为σ_x＝0.5。发端光源选取LUW W5SM白光LED(型号：LUW W5SM-KXKY-6P7Q-Z，系列：Golden制造商：OSRAM Opto Semiconductors Inc.)，并且假设当输入信号在(i_min＝0.1，i_max＝1)区间时LED工作在线性区域。当直流偏置B_DC＜i_min时，称为欠偏置情况，此时信号在上下两边都受到限幅，故称为双边限幅，如仿真选取B_DC＝0.04，那么限幅电平为ε_bottom＝0.06，ε_top＝0.96。当i_min≤B_DC＜i_max时，信号只可能发生上边限幅，称为单边限幅，如仿真选取B_DC＝0.5，那么限幅电平为ε_bottom＝0，ε_top＝0.5。仿真还选取了一种理想情况称为理想限幅，即限幅电平为：ε_bottom＝0，ε_top＝+∞。

光无线通信信道模型：室内光无线信道常分为视线传输(Line-of-Sight，LOS)和非视线(又称为散射)传输(Non-Line-of-Sight，NLOS)两种，仿真采用的信道模型为：

(1)视线传输

视线条件下无线信号无遮挡地在发端光信号与接收端检测器之间直线传输。不失一般性，假设信道脉冲响应为：

h(t)＝δ(t)

(2)散射传输

散射信道采用屋顶反射(Ceiling-Bounce)模型，该信道模型对于仅考虑一个无限大的朗伯特(Lambertian)反射面、发送端和接收端同位、且都处于房屋的中部范围、光线在屋顶发生单次反射的通信环境有很好的模拟。信道脉冲响应为：

其中u(t)表示单位阶跃函数，参数a和均方根延迟扩展D_rms相关，

通常D_rms在室内的取值范围典型值在2纳秒到20纳秒之间。设D_rms＝8纳秒，Δτ＝0.75纳秒，散射信道的路径数P＝15，循环前缀长度L＝16。对h_l(t，a)进行均匀抽样得到信道系数，然后对信道系数进行归一化处理，使其满足：

||h(t)||²＝1

其中||·||表示2范数。由信道系数可求出信道频域响应因子，图6所示当N＝512时信道频率响应因子幅度图。

仿真结果：

图7和图8所示为视线传输信道和散射多径信道下的系统误比特率(Bit ErrorRate,BER)性能，横坐标表示信噪比E_b/N₀，单位是分贝(dB)，纵坐标表示误比特率。带符号“□”的实线代表理想限幅时的误码率理论值，带符号“■”的虚线代表理想限幅时的误码率仿真值。带符号“◇”的实线代表单边限幅时的误码率理论值，带符号“◆”的虚线代表单边限幅时的误码率仿真值，带符号“△”的实线代表双边限幅时的误码率理论值，带符号“▲”的虚线代表双边限幅时的误码率仿真值

从图7可以看出，系统误码率仿真结果和理论分析值是吻合的，验证了本发明系统设计方案、具体实施过程分析和参数设置的正确性。理想限幅时限幅噪声为零，传输的信息不受限幅的影响，因此系统误码性能最好。单边限幅和双边限幅都引入了限幅噪声，系统误码性能下降。比如当信噪比在12分贝时，理想限幅情况误码率可达到3.43×10^-5，而双边和单边限幅情况时误码率分别为2.95×10^-4和1.5×10^-4。

从附图8可以看出，系统误码率仿真结果和理论分析值也是一致的。散射多径信道误码率性能明显比视线传输信道差。比如在理想限幅时，误码率要达到10^-4，散射信道下需要的信噪比(E_b/N₀)比视距传输信道多约19.5分贝。同时因为限幅的作用，系统误码性能变差。

以上是本发明的具体实施方式和仿真验证。应当指出，本领域的普通技术人员能够清楚的理解，本发明系统设计方案所举的以上实施例和仿真仅用于说明和验证方法的正确性和可行性，而并不用于限制本发明方法。虽然通过实施例能有效说明和描述了本发明，本发明存在许多变化而不脱离本发明的精神。在不背离本发明方法的精神及其实质的情况下，本领域技术人员当可根据本发明方法做出各种相应的改变或变形，但这些相应的改变或变形均属于本发明方法要求的保护范围。

Claims

1.一种CDMA结合ACO-OFDM的光多载波码分多址系统通信方法，其特征在于：具体按照以下步骤实施：

发送端：

步骤2：对扩频信号进行映射操作，映射输出信号满足厄米特对称特性，以保证IFFT变换输出信号是一个实信号；所述扩频信号X_ss(m)表示为：

其中c_u(m)表示用户u的长为G扩频序列的第m位，U表示总用户数，X_u(i)表示第u个用户的第i个调制符号，调制符号的平均功率为1；映射输出信号满足厄米特对称特性，其中仅奇数子载波包含信息，偶数子载波全部为0，所述映射操作是：

映射输出信号其中(·)^*表示共轭运算，(·)^T表示矩阵的转置；

步骤3：对映射输出信号X_mapping乘以一个尺度变化因子，尺度变化因子为：

其中σ_x表示IFFT输出信号的均方差值，|·|表示信号的模运算，N表示IFFT变换的维数N＝4G，变化因子决定了IFFT输出信号的方差，进一步达到限制LED发光功率的目的；

接收端：

2.根据权利要求1所述的一种CDMA结合ACO-OFDM的光多载波码分多址系统通信方法，其特征在于：发送端步骤4进行IFFT后对信号限幅，IFFT运算为：

其中k=0，1，…，N-1；IFFT变换输出信号x(k)为双极性的实数序列，限幅输出信号x_clipped(k)与LED的直流偏置信号B_DC之和作为LED的驱动信号，设使LED工作在线性区时对应的输入信号的动态范围为(i_min，i_max)，其中，i_min表示LED线性工作区允许输入信号的最小值，i_max表示允许输入信号最大值，直流偏置信号大小的不同，将导致限幅信号x_clipped(k)的动态范围也不同，IFFT输出时域信号的限幅门限ε_bottom和ε_top为：

ε_bottom＝max{i_min-B_DC，0}

ε_top＝i_max-B_DC

3.根据权利要求1所述的一种CDMA结合ACO-OFDM的光多载波码分多址系统通信方法，其特征在于：接收端步骤2中相对应于发送端的IFFT输入信号的厄米特对称性和仅奇数子载波载荷信息，所以在接收端仅提取FFT输出信号中前一半奇数子载波信号，就可以解调出所有传输信息，然后对提取的信号做均衡处理，以补偿限幅带来的信号衰减和尺度变化因子，即除以限幅衰减因子和尺度变换因子。