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CN104638326B - 通过多模式三维(3‑d)行波(tw)的超宽带微型化全向天线 - Google Patents

通过多模式三维(3‑d)行波(tw)的超宽带微型化全向天线 Download PDF

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CN104638326B
CN104638326B CN201510079573.2A CN201510079573A CN104638326B CN 104638326 B CN104638326 B CN 104638326B CN 201510079573 A CN201510079573 A CN 201510079573A CN 104638326 B CN104638326 B CN 104638326B
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Wang Electro Opto Corp
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Wang Electro Opto Corp
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Abstract

本发明公开了通过多模式三维(3‑D)行波(TW)的超宽带微型化全向天线。一类超宽带微型化三维(3‑D)行波(TW)天线包括在底部处的导电地表面、具有至少一个超宽带低剖面二维(2‑D)表面模式TW结构的多个TW结构、放置在相邻的TW结构之间的频率选择耦合器、以及馈电网络。在一种实施方式中，2‑D表面模式TW结构定位在导电地表面的上方，法向模式TW结构放置在顶部上，外部的频率选择耦合器放置在它们之间；14:1的连续倍频程带宽和尺寸减小3到5倍是可实现的。在使用至少两个2‑D TW结构和双频带馈电网络的其他实施方式中，超过100:1且高达140:1或更大的连续带宽是可达到的。在又一实施方式中，超过高达2000:1或更大的倍频程工作带宽的超宽带多频带性能是可行的。

Description

通过多模式三维(3-D)行波(TW)的超宽带微型化全向天线
本申请是申请日为2012年4月1日，申请号为201210096319.X，发明名称为“通过多模式三维(3-D)行波(TW)的超宽带微型化全向天线”的申请的分案申请。
技术领域
本发明大致涉及射频天线，且更具体地涉及微型化低剖面超宽带全向天线。
背景
全向天线，例如常见的偶极子天线和鞭状天线，是最广泛使用的天线。理想情况下的全向天线在天线的中心轴周围具有统一的辐射强度，其在与中心轴垂直的平面中达到峰值。例如，垂直偶极子是全向天线，在其垂直轴周围(即，在方位角方向图中)在任意给定的仰角处具有统一的(不变的)辐射强度，其在水平平面处达到峰值。
在一些现代的实际应用中，这类全向天线被加宽以包括那些在仰角跨度内(通常在地面应用的背景中接近地平线)具有实质上关于垂直轴对称的宽空间覆盖的天线。然而，在某些应用中，尤其在数字无线世界中，某个方向性或甚至零方向性可以是可接受的或甚至是优选的。不过，在本公开中的技术提供了在给定的仰角跨度内的实质上统一的方位角方向图。在仰角方向图中，一些波束倾斜通常是不可避免的，并且在某些应用中可能是优选的。
无线应用的激增对全向天线的更宽的带宽、更低的剖面、更小的尺寸和重量以及更低的成本设定了越来越苛求的目标。为了实现这些物理的和性能目标，天线工程师必须克服Chu限制(Chu，L.J.，“Physical Limitations of Omnidirectional Antennas”，J.Appl.Phys.,Vol.19,Dec.1948，其通过引用被并入本文)，Chu限制陈述了天线的增益带宽由天线的电气尺寸(即，以波长为单位的尺寸)限制。
具体地，在Chu限制下，如果天线应具有良好的效率和相当大的带宽，其尺寸中的至少一个需要为大约λL/4或更大，其中λL表示最低工作频率处的波长。在UHF和更低的频率(低于1GHz)处，波长长于30cm，其中天线的尺寸随着频率的降低(因此波长更长)变成越来越严重的问题。例如，为了覆盖高频带，比如3-30MHz，宽带有效的天线可能必须为高15m和直径30m那么大。
为了避开Chu限制，一种方法是减小天线高度，并用与安装有天线的平台的表面平行的较大的尺寸换取它，产生低剖面天线。例如，当天线安装在诸如手机或地面的平台上时，平台变成天线辐射体的一部分，导致满足Chu限制所需要的天线的更大尺寸。在许多应用中，低剖面和宽带宽例如“超宽带”已经成为共同的天线要求。
“超宽带”天线通常意指具有大于2:1的倍频程增益带宽，也就是说，fH/fL≥2，其中fH和fL是最高的工作频率和最低的工作频率。注意，“超宽带”有时在实践中意指具有两个或多个宽频带(多频带)，且每个频带具有足够宽的带宽。“低剖面”天线通常意指具有λL/10或更小的高度，其中λL是在fL处的自由空间波长。
在追求更宽的带宽和更低的剖面时，发现TW沿着平台的表面传播的行波(TW)天线不仅具有固有地更低的剖面，而且具有潜在地更宽的带宽。(TW天线是产生天线辐射方向图的场和电流可以由一个或多个TW表示的天线，TW是以某一相速度传播的电磁波，如在书“Traveling Wave Antennas”(Walter，C.H.，Traveling Wave Antennas，McGraw-Hill，NY，1965，其通过引用被并入本文)中所讨论的，在书中讨论了多个低剖面TW天线。)
TW沿着或垂直于平台的表面传播的某些行波(TW)天线可不仅具有固有地低的剖面而且具有潜在地宽的带宽。另外，某些TW天线的场和电流可产生可以由一个或多个TW表示的天线辐射方向图。
图1示出了现有技术中的全向TW(行波)天线朝更宽的带宽、微型化和平台共形性的进展。第一阶段从(a)到(b)示出了天线剖面的减小的早期实例。在这里，安装在平台上的高剖面鞭状天线被减小成低剖面传输线天线(King，R.W.P.，C.W.Harrison，Jr.和D.H.Denton，Jr.，“Transmission-line missile antennas”，IEEE Transactions onAntennas and Propagation，vol.8,No.1,pp.88-90.Jan.1960，其通过引用被并入本文)。注意，鞭状天线可以被视为TW天线，且具体地可被视为1维(1-D)法向模式TW天线。实际上，在这里，该技术是使用低剖面1-D传输线天线替换高剖面法向模式TW结构或源场，低剖面1-D传输线天线是提供类似的全向方向图覆盖和像垂直的鞭状天线一样的垂直极化的1-D表面模式TW。
虽然传输线天线中的1-D表面模式TW在与地平面平行(换句话说，与z轴垂直)的路径中传播，但其辐射电流主要在其平行于z轴的一个或多个垂直柱上，从相关的远场角度看，等效电流在相位上彼此接近。注意，该1-D表面模式TW和其支撑结构不必沿着围绕z轴的笔直的径向线。例如，1-D表面TW结构可以在x-y平面中是弯曲和成曲线状的，只要它的1-D传输线模式TW的一般特征保持实质上完整和不受干扰。
然而，1-D传输线天线固有地是窄带天线。通常，只实现带宽的百分之几。此外，较低的天线剖面导致较小的带宽。后来开发了呈现越来越宽的带宽的一些2-D低剖面TW天线，例如盘荷单极天线、叶片天线等，如在图1的(b)到(c)中所描绘的。其中，药丸盒形Goubau天线(Goubau，G.，“Multi-Element Monopole Antennas”，Proc.Army ECOM-ARO,Workshop onElectrically Small Antennas,Ft.Monmouth,NJ,pp.63-67,May 1976，其通过引用被并入本文)具有2:1的带宽和高度(厚度)为0.065λL的低剖面，与Chu限制最接近。螺旋模式微带(SMM)天线——一类2-D TW天线——代表在扩展带宽和降低TW天线的剖面方面中的重要改进，如在出版物(Wang，J.J.H.和V.K.Tripp，“Design of Multioctave Spiral-ModeMicrostrip Antennas”，IEEE Trans.Ant.Prop，March 1991；Wang，J.J.H.，“The Spiralas a Traveling Wave Structure for Broadband Antenna Applications”，Electromagnetics,pp.20-40,July-August 2000；Wang，J.J.H，D.J.Triplett和C.J.Stevens，“Broadband/Multiband Conformal Circular Beam-Steering Array”，IEEETrans.Antennas and Prop.Vol.54,Nol.11,pp.3338-3346,November,2006)和美国专利(在1994年发布的5,313,216；在1995年发布的5,453,752；在1996年发布5,589,842；在1997年发布的5,621,422；在2009年发布的7,545,335B1)中所示，它们都通过引用被并入本文。全向模式-0SMM天线已实现了大约10:1的实际倍频程带宽，且具有大约0.09λL的天线高度和小于λL/2的直径。在上面的实施例中，Chu限制设置了具有给定电气尺寸的有效天线的工作频率的下限，而不是它的增益带宽。
减小2-D表面TW天线的尺寸的技术是减小传播TW的相速度，从而减小传播TW的波长。这导致微型化的慢波(SW)天线(Wang和Tillery，在2000年发布的美国专利号6,137,453，其通过引用被并入本文)，其允许以性能的一些牺牲来换取天线的直径和高度的减小。
SW天线是TW天线的子类，其中TW是慢波，其具有的相速度的因而产生的减小由慢波因子(SWF)表征。SWF被定义为TW的相速度Vs与光速c的比率，其通过以下关系式给出：
SWF＝c/Vs＝λ0/λs (1)
其中，c是光速，λ0是自由空间中的波长，以及λs是在工作频率f0处的慢波的波长。注意，工作频率f0在自由空间中和在慢波天线中都保持相同。SWF指示TW天线在相关的线性尺寸上减小了多少。例如，SWF为2的SW天线意味着其在SW传播的平面中的线性尺寸被减小到常规的TW天线的尺寸的1/2。注意，对于尺寸的减小，减小直径而不是高度将有效得多，因为天线的尺寸与天线直径的平方成比例，但只与天线高度成线性比例。还注意，在本公开中，每当提到TW时，通常包括SW的情况。
随着无线系统的激增，天线需要具有越来越宽的带宽、越来越小的尺寸/重量/覆盖区和平台共形性，尤其是对于UHF和更低的频率(即，低于1GHz)。此外，对于具有有限空间和承载容量的平台上的应用，大大优于现有技术状态的体积、重量和通常相应而生的制造成本的减少是非常合乎需要的，甚至在一些应用中明令要求了这种体积、重量和制造成本的减少。
发明内容
根据一种实施方式，本发明提供了一种全向天线，包括：
多个行波(TW)结构，其包括至少一个超宽带低剖面二维(2-D)表面模式TW结构，所述多个TW结构彼此相邻，并且其中所述表面模式TW结构在模式0中被激发且包括用于全向辐射的2-D表面模式TW辐射体，所述2-D表面模式TW结构还被配置成具有小于λL/2的直径和小于λL/10的厚度，其中λL是所述2-D表面模式TW结构的最低工作频率处的自由空间波长；
频率选择耦合器，其放置在相邻的TW结构之间；
馈电网络，其中所述馈电网络在模式0中激发所述多个TW结构；以及
导电地表面，其中所述导电地表面具有标准形状，所述导电地表面还被定位在所述天线的底侧处，并且具有至少覆盖所述天线的投影的表面区域。
所述天线可以是超宽带微型化低剖面全向多模式三维(3-D)TW天线。
所述多个TW结构中的每一个可覆盖单独的频率范围，以便覆盖所述天线的超宽带频率范围。
所述多个TW结构中的至少两个可以为一个堆叠在另一个的顶部上，并且实质上关于中心轴对称。
所述多个TW结构的所述2-D表面模式TW结构中的至少一个可以是慢波(SW)类型，且具有小于λL/(2×SWF)的直径，其中SWF可以是SW类型的所述2-D表面模式TW结构的慢波因子。
所述多个TW结构可包括放置在所述导电地表面上方的超宽带低剖面2-D表面模式TW结构以及堆叠在所述超宽带低剖面2-D表面模式TW结构上方的法向模式TW结构，所述法向模式TW结构可通过外部耦合器与所述表面模式TW结构电磁地耦合。
所述多个TW结构可包括定位在所述导电地表面上方的低频超宽带低剖面2-D表面模式TW结构、定位在所述低频超宽带低剖面2-D表面模式TW结构上方的高频超宽带低剖面2-D表面模式TW结构，并且其中所述馈电网络可包括双连接器双频带同轴电缆集合件，所述双连接器双频带同轴电缆集合件可以为所述低频超宽带低剖面2-D表面模式TW结构和所述高频超宽带低剖面2-D表面模式TW结构馈电。
所述全向天线还可包括被定位在所述高频2-D表面模式TW结构上方的法向模式TW结构，并且其中频率选择外部耦合器可被放置在所述法向模式TW结构和所述高频表面模式TW结构之间以便于电磁耦合。
所述多个TW结构还可包括：
低频超宽带低剖面2-D表面模式TW结构，其被定位在所述导电地表面的上方；
法向模式TW结构，其被堆叠在所述低频超宽带低剖面2-D表面模式TW结构的上方；
高频超宽带低剖面2-D表面模式TW结构，其被堆叠在所述法向模式TW结构的上方；以及
其中频率选择外部耦合器可被放置在所述法向模式TW结构和所述两个2-D表面模式TW结构中的每一个之间，并且其中所述馈电网络可包括双连接器双频带同轴电缆集合件，所述双连接器双频带同轴电缆集合件可以为所述两个2-D表面模式TW结构中的每一个馈电并穿过所述法向模式TW结构的中心部分。
所述2-D表面模式TW辐射体可以是以模式0激发的平面多臂阿基米德螺旋体。
所述2-D表面模式TW辐射体可以是以模式0激发的平面多臂等角螺旋体。
所述2-D表面模式TW辐射体可以是以模式0激发的平面锯齿形结构。
所述2-D表面模式TW辐射体可以是以模式0激发的平面缝隙阵列。
所述2-D表面模式TW辐射体可以是以模式0激发的平面自补结构。
根据另一种实施方式，本发明提供了一种多模式三维(3-D)低剖面行波(TW)全向天线，其覆盖高频率处的一个或多个超宽带宽以及单独的远隔的低频带，并与平台的表面共形，所述3-D TW天线包括：
导电地表面，其是以标准形状的形式，其中所述导电地表面与平台的所述表面的一部分共形，所述导电地表面被放置在所述3-D TW天线的下方并具有至少与所述3-D天线在所述平台的所述表面上投影的表面区域的尺寸一样大的一组尺寸；
多个TW结构，其在所述导电地表面的顶部上，其中所述TW结构中的每一个覆盖单独的频带，以便使所述全向天线能够总体上跨越在超宽频率范围内的多个频带，其中所述TW结构包括至少一个超宽带低剖面2-D表面模式TW结构，并且其中所述超宽带低剖面2-D表面模式TW结构具有小于λL/2的直径，其中λL是所述2-D表面模式TW结构的最低工作频率处的自由空间波长，所述TW结构彼此相邻并被堆叠在所述导电地表面的上方；
频率选择耦合器，其被放置在相邻的TW结构之间；
至少一个一维(1-D)传输线天线，其被定位成与所述多个TW结构相邻，其中所述1-D传输线天线经由低通耦合器耦合到所述多个TW结构的顶侧以覆盖多个单独的远隔的低频率；以及
馈电网络，其将所述TW结构和所述1-D传输线天线的阻抗与外部连接器的阻抗进行匹配。
所述2-D表面模式TW结构中的一个可以是慢波型，并具有小于直径为λL/(2×SWF)的圆形表面的表面面积，其中λL是最低工作频率处的自由空间波长，以及SWF是该2-D表面模式TW结构的慢波因子。
根据又一种实施方式，本发明提供了一种超宽带双频带双馈电电缆，包括：
两个同心电缆的组件，所述组件包括内部电缆和外部电缆，所述内部电缆和所述外部电缆共享公共同心圆柱形导体壳，其中所述公共同心圆柱形导体壳作为所述外部电缆的内部导体并同时作为所述内部电缆的外部导体；
其中，所述外部电缆覆盖较低的中频的频带以及所述内部电缆覆盖较高的中频的频带；
其中，每个电缆具有两个端，一端连接到设备，另一端连接到输出端子，所述输出端子用于连接到公共输出设备；以及
其中，所述内部电缆在一端连接到第一电气设备且在另一端连接到同轴输出端子，以将高频输出传送到所述公共输出设备，以及所述外部电缆在一端连接到第二电气设备且在另一端连接到所述公共输出设备，以通过印刷电路板将低频输出传送到所述公共输出设备。
所述同心的内部电缆和外部电缆的两个输出端子可经由印刷电路板使用组合器组合成单个连接器。
所述同心的内部电缆和外部电缆的两个输出端子经由印刷电路板使用多路复用器组合成单个连接器。
所述电缆可被配置成同时为所述行波结构中的每一个的中心区域中的两个二维表面模式行波结构馈电，所述行波结构可被垂直地同心堆叠。
根据另一种实施方式，本发明提供了一种全向天线，包括：
导电地表面，其被定位在所述天线的底侧处，
多个行波(TW)结构，其在所述导电地表面的顶部上且覆盖工作频率的范围，其中每个TW结构覆盖单独的频带；
频率选择耦合器，其被放置在相邻的TW结构之间；以及
馈电网络，其将所述TW结构的阻抗与外部连接器的阻抗进行匹配。
所述天线可以是覆盖连续的频率跨度的超宽带微型化低剖面全向多模式三维TW天线。
所述TW结构中的至少一个可以是直径小于λL/2的超宽带低剖面二维(2-D)表面模式TW结构，其中λL是所述2-D表面模式TW结构的最低工作频率处的自由空间波长。
所述TW结构可被垂直地堆叠，其中所述TW结构中的每一个可关于所述天线的中心轴对称。
所述TW结构可关于垂直于所述地表面的轴对称地堆叠。
所述多个TW结构可包括超宽带低剖面2-D表面模式TW结构和超宽带低剖面法向模式TW结构。
所述多个超宽带低剖面2-D表面模式TW结构中的至少一个可与所述导电地表面平行且共形，并且其中所述导电地表面可具有标准形状。
所述多个超宽带低剖面2-D表面模式TW结构中的至少一个可具有细长的表面。
附图的简要描述
图1示出了全向天线朝宽带宽、低剖面和微型化的发展的现有技术。
图2示出了安装在平台的一般弯曲的表面上的超宽带低剖面微型化3-D TW天线的一种实施方式。
图3示出了包括2-D表面模式结构和1-D法向模式结构的超宽带低剖面微型化3-DTW天线的一种实施方式。
图4示出了作为另一模式-0TW辐射体的平面宽带缝隙阵列的一种实施方式。
图5A示出了作为另一模式-0TW辐射体的正方形平面对数周期缝隙阵列的一种实施方式。
图5B示出了作为另一模式-0TW辐射体的细长平面对数周期结构的一种实施方式。
图6A示出了作为另一模式-0TW辐射体的圆形平面正弦结构的一种实施方式。
图6B示出了作为另一模式-0TW辐射体的锯齿形平面结构的一种实施方式。
图6C示出了作为另一模式-0TW辐射体的细长平面对数周期结构的一种实施方式。
图6D示出了作为另一模式-0TW辐射体的平面对数周期自补结构的一种实施方式。
图7示出了由两个2-D表面模式辐射体组成的超宽带低剖面微型化3-D TW天线的一种实施方式。
图8A示出了用于给图7的两个2-D表面模式辐射体馈电的超宽带双频带馈电电缆的A-A横截面视图。
图8B示出了用于给图7的两个2-D表面模式辐射体馈电的超宽带双频带馈电电缆的透视图。
图8C示出了用于给图7的两个2-D表面模式辐射体馈电的超宽带双频带馈电电缆的底视图。
图9描绘了超宽带3-D三模式TW全向天线的一种实施方式。
图10描绘了可选的超宽带3-D三模式TW全向天线的一种实施方式。
图11描绘了覆盖超宽带和分开的远隔的低频率的多模式3-D TW天线的一种实施方式。
图12示出了3-D多模式TW天线的馈电网络的等效传输线电路的一种实施方式。
图13示出了从两个输入端子所测量的图7中的天线的VSWR，该天线覆盖在0.2-20.0GHz内的100:1的倍频程带宽。
图14示出了图7中的天线的典型的所测量的辐射方向图，该天线覆盖在0.2-20.0GHz内的100:1的倍频程带宽。
本公开的详细描述
本公开示出了使用多模式3-D(三维)TW(行波)的技术以及波耦合与馈电技术，以使带宽变宽和减小可与平台共形的全向天线的尺寸/重量/覆盖区，导致大幅度超越现有技术状态的物理优势和电性能。
现在参考图2，描绘了安装在平台30的一般弯曲的表面上的3-D(三维)多模式TW(行波)天线10，在识别天线10和它的安装平台30之间的相互作用时，尤其是当天线的尺寸以波长计较小时，天线/平台组件被共同地表示为50。天线被共形地安装在平台的表面上，平台的表面通常是曲线状的，如在点p由正交坐标以及它们各自的切线向量所描绘的。作为实际问题，天线经常被放置在平台的相对平坦的区域上，且不必完美地与表面共形，因为TW天线具有它自己的导电地表面。因此，通常选择导电地表面为标准形状例如平面、圆柱形、球形或圆锥形形状的一部分，标准形状制造起来容易且成本低。
在平台的表面上的任意点p，正交曲线坐标us1和us2与表面平行，而un与表面垂直。在与表面平行(即，与un垂直)的方向上传播的TW被称为表面模式TW。如果表面模式TW的路径是沿着窄路径(不一定是线性的或笔直的)，则TW是1-D(一维)的。否则，表面模式TW的路径将是2-D(2维)的，径向地且优选地均匀地从馈电器传播且沿着平台表面向外辐射，导致具有垂直极化(与un平行)的全向辐射方向图。
虽然本公开中的讨论在发射情况或者接收情况下实现，但对于以互易理论为基础的这两种情况，结果和结论都有效，因为这里所讨论的TW天线是由线性无源材料和部件制成的。
如在图3中所描绘的，在侧视图和顶视图中，该3-D多模式TW天线100的一种实施方式包括顺序地一个堆叠在另一个的顶部上的导电地平面110、2-D表面模式TW结构120、频率选择外部耦合器140和1-D法向模式TW结构160。天线在底部的中心处由馈电网络180馈电，馈电网络180伸入2-D表面模式TW结构120中。因为这是一种全向天线，在图3中的每个元件被配置成具有圆形或多边形周界的药丸盒形状。另外，即使3-D多模式TW天线100的每个元件只被描绘为在图3中示出的顶视图中的同心圆形式，每个元件在结构上也关于垂直坐标un对称，以便产生关于un对称的辐射方向图。所有的药丸盒形元件都与导电地平面110平行，导电地平面110可以是标准形状例如平面、圆柱形、球形或圆锥形的表面的一部分。而且，每个TW结构的厚度在电学上是较小的，一般小于0.1λL，其中λL表示最低工作频率处的波长。此外，虽然优选的2-D TW结构120关于天线的中心轴对称，但它可以被重新配置成具有细长的形状以便与某些平台共形。
导电地平面110是固有的和内在的元件，且具有至少与超宽带低剖面2-D表面模式TW结构120的底部的尺寸一样大的尺寸。在一种实施方式中，导电地平面110具有至少覆盖来自3-D TW天线100的在-un方向上的平台上的投影的表面区域，3-D TW天线100的导电地平面110被排除或移除。因为许多平台的顶表面是由导电金属制成的，如果需要的话，它们可以直接作为导电地平面110。2-D表面模式TW结构120在直径上小于λL/2，其中λL是2-D表面模式TW结构120独自的单独的工作频带的最低频率处的波长。仅仅2-D表面模式TW结构120的单独的工作频带可以通过使用例如模式-0SMM(螺旋模式微带)天线来实现10:1或更大的倍频程带宽。1-D法向模式TW结构160支持沿着垂直坐标un的TW传播。1-D法向模式TW结构160的功能是扩展2-D表面模式TW结构120的单独的工作频率的下限。在一种实施方式中，TW结构160是具有优化的直径和高度的小导电圆柱体。
作为2-D表面模式TW结构120的一部分的2-D表面模式TW辐射体125可以是在模式0中被激发的平面多臂自补阿基米德螺旋(其中在离垂直坐标un的任何径向距离处的等效电流源实质上在振幅和相位上相等并具有在un作为z轴的球坐标系中的φ极化)，其专门适合于该应用。在其他的实施方式中，2-D表面模式TW辐射体125被配置成不同的平面结构，优选地是自补的，如在以后将更详细地讨论的，且在模式0中被激发。值得注意的是，TW辐射体125优选地在2-D表面模式TW结构120的外缘处是开放的，作为有助于全向辐射的附加的环形槽。
频率选择外部耦合器140是薄的平面导电结构，其被放置在2-D表面模式TW结构120和1-D法向模式TW结构160之间的界面处，且被优化成便于并调整在这些相邻的TW结构之间的耦合。在2-D表面模式TW结构120的整个单独的频带内(通常超过10:1比率或更大的带宽且在3-D多模式TW天线100的工作频率范围的高端处)，频率选择外部耦合器140抑制1-D法向模式TW结构160对2-D表面模式TW结构120的干扰。另一方面，频率选择外部耦合器140便于在3-D多模式TW天线100的工作频带的低端处的在2-D表面模式TW结构120和1-D法向模式TW结构160之间的功率耦合。在一种实施方式中，外部耦合器140由导电材料制成，且具有足够大的尺寸以覆盖1-D法向模式TW结构160的基部(底部)。同时，外部耦合器140可以被优化成在2-D表面模式TW结构120的整个单独的工作频带内最小化该外部耦合器对2-D表面模式TW结构120的性能的影响以及1-D法向模式TW结构160对2-D表面模式TW结构120的性能的影响。在一种实施方式中，外部耦合器140是圆形导电板，其直径在上面描述的限制下且对于具体的性能要求来优化。
2-D表面模式TW结构120和频率选择外部耦合器140的优化对于特定应用的实用性是在期望电性能参数与物理参数以及成本参数之间的折衷。特别是，虽然超宽带宽和低剖面对于天线可能是合乎需要的特征，但在许多应用中，2-D TW天线的直径及其与其直径的平方成比例的尺寸变得不可采用，尤其是在UHF和低于UHF(即，低于1GHz)的频率处。例如，在低于UHF的频率处，波长超过30cm，且直径为λL/3的天线可能超过10cm；任何直径更大的天线将被用户否定地看待。因此，对于具有有限空间和承载容量的平台上的应用，微型化和减小重量是合乎需要的。在一种实施方式中，从天线微型化的角度来看，尺寸减小3到5倍可以通过减小2-D表面模式TW结构120的直径来实现，同时通过使用1-D法向模式TW结构160保持其在较低频率处的覆盖。从扩展频带的角度来看，当添加1-D法向模式TW结构160时，简单的2-D TW天线的10:1倍频程带宽在体积和重量有较小增加的情况下被扩展到14:1或更大。此外，作为节约材料的结果，尤其是在UHF和低于UHF的频率下，成本也跟着减小3-6倍。
天线的馈电网络180由连接器和包括在2-D表面模式TW结构120中的阻抗匹配结构组成，并且阻抗匹配结构是激发表面模式辐射体125中的期望模式-0TW的微波电路。此外，天线馈电网络180还将一侧上的TW结构120的阻抗与另一侧上的通常为50欧姆的外部连接器的阻抗匹配。待激发的模式优选地是模式0，但也可以是模式2或更高的模式。
用于宽带阻抗匹配的阻抗匹配结构的理论和技术在可适合于本申请的微波电路的领域中已被很好地建立了。必须指出的是，对于TW的每种模式，阻抗匹配的要求必须被满足。例如，如果有两种或多种模式将用于多模式、多功能或方向图/极化分集操作，对于每一种模式必须满足阻抗匹配。
虽然在如所讨论的一种实施方式中，2-D表面模式TW辐射体125采取平面多臂自补阿基米德螺旋的形式，但一般产生全向辐射方向图的缝隙阵列在通常高达10:1或更大的倍频程带宽的超宽带宽内具有实质上恒定的电阻和最小电抗。(平面多臂自补螺旋、阿基米德或等角是同心环形缝隙阵列的一种实施方式。)在TW表面模式辐射体125处的在模式-0TW中的辐射来自同心的缝隙阵列，同心的缝隙阵列等效于同心的环形缝隙阵列、磁环阵列或垂直的电单极子阵列。辐射发生在2-D表面模式TW辐射体125的中心处的法向轴un周围的圆形辐射区处以及辐射体125的边缘处。
图4示出了平面2-D TW辐射体225的另一种实施方式，这种实施方式可能在某些应用中是优选的，优于作为TW辐射体125的平面多臂自补螺旋。它由缝隙阵列221组成，缝隙阵列221是同心的缝隙子阵列的阵列；由四个缝隙构成的各个子阵列等效于环形缝隙。阴影区222是维持缝隙的导电表面。图5A-5B和图6A-6D示出2-D TW辐射体225的另外的实施方式。图5A示出具有缝隙阵列321和作为阴影区的导电表面332的2-D TW辐射体325。此外，图5B示出具有缝隙阵列421和作为阴影区的导电表面422的2-D TW辐射体425。此外，图6A-6D分别示出2-D TW辐射体525、625、725和825的另外的实施方式。虽然2-D TW辐射体125的大部分以及因此TW结构120关于天线的中心轴对称，但它们可以被重新配置成具有细长的形状，以便与某些平台共形。这些配置向具有超宽带宽能力的2-D表面模式TW辐射体125提供额外的分集和在某些应用中期望的其他独特特征。
具有双2-D表面模式TW结构、内部耦合器和双频带馈电网络的3-D TW天线
图7示出了3-D TW全向天线的另一种实施方式，在这种实施方式中，3-D TW天线1000具有双2-D表面模式TW结构和频率选择内部耦合器，导致具有100:1(例如，0.5-50.0GHz)或更大的可能的倍频程带宽的低剖面、与平台可共形的天线。它由两个2-D表面模式TW结构1200和1600组成，它们都基本上与图3中描述的2-D TW天线120类似。这两个2-D表面模式TW结构1200和1600被同心地定位，前者(1200)在后者(1600)下方，薄的平面频率选择内部耦合器1400在它们之间，且导电地平面1110位于2-D表面模式TW结构1200的下方。在底部处的较大的2-D表面模式TW结构1200覆盖低频带，例如0.5-5.0GHz，且较小的(直径与1200的相比大约为1/10)2-D TW结构1600覆盖高频带，例如5.0-50.0GHz或10-100GHz。这两个2-D表面模式TW结构1200和1600都同时由分别以横截面视图、透视图和底视图在图8A、8B和8C中示出的双频带馈电网络1800馈电，双频带馈电网络1800的大部分在导电地平面1110的下方和平台上的导电地平面1100的上方。
在可能重叠、连续、之间有大的间隙的这两个频带之间的过渡可能需要通过位于这两个2-D表面模式TW结构1200和1600之间的界面处的薄的平面频率选择内部耦合器1400进行一些调谐和优化。频率选择内部耦合器1400可以是可适应2-D TW结构1600的底部地平面和2-D表面模式TW结构1200的2-D表面模式TW辐射体1220的薄的平面导电结构。直接给3-D多模式TW全向天线1000馈电的超宽带双频带馈电网络1800可以是双频带双馈电电缆组件，其实施方式在图8A、8B和8C中示出。该超宽带3-D多模式TW全向天线1000能够实现100:1或更大的连续的倍频程带宽，如下面说明的。然而，在这里注意，在该实施方式中的频率覆盖范围不必是连续的。例如，正被讨论的当前的0.5-50.0GHz 3-D TW天线可容易被修改成覆盖两个单独的频带，例如，0.5-5.0GHz和10-100GHz，200:1(100GHz/0.5GHz)或更宽的频率范围。
首先，如在图8A、8B和8C中示出的超宽带双频带双馈电电缆网络组件1800的结构和功能如下。给高频带例如5.0-50.0GHz馈电的是具有外部导体1814和内部导体1816的内部电缆。给低频带例如0.5-5.0GHz馈电的是具有外部导体1811和内部导体1814的外部电缆。内部电缆和外部电缆共享公共圆形圆柱体导电壳1814。内部电缆的中心导体1816一直穿透到高频带2-D表面模式结构1600的2-D辐射体1620，而外部电缆的中心导体1814只穿透到低频带2-D表面模式结构1200的2-D辐射体1220。
如在图8A、8B和8C中所示的，双频带双馈电电缆组件的较高频带通过同轴连接器1817馈电，以及较低频带通过地平面1110上的具有不显眼的连接器的微带线1818馈电。这两个单独的馈电连接器可以通过使用组合器或多路复用器组合成单个连接器。例如可以通过首先将同轴连接器1817和微带连接器1818转换成印刷电路板(PCB)中的电路如带状线或微带线电路来执行该组合。放置在天线馈电线和发射机/接收机之间的组合器/多路复用器可以被封在导电壁内以抑制和约束组合器/多路复用器内部的高阶模式。
在图8A的A-A横截面视图中示出了馈电网络1800到3-D多模式TW全向天线1000中的集成，该图指定了分别连接于、定位于或面接于层1620、1400、1220、1110和1100的馈电电缆组件上的位置。值得评论的是，对于低频带微带线馈电线，朝着同轴连接器1817延伸超出与微带线的接合点的高频带电缆是电抗，而不是到地平面1100的可能的短路，因为沿着1822、1821和1818的低频带微带线馈电线的地平面是1110，并且导电平面1100与微带线间隔开。然而，由低损耗介电材料制成的薄的圆柱形壳1825可以放置在导电圆柱形壳1814(其是低频带电缆的内部导体)和导电地平面1100之间以在它们之间形成电容屏蔽。薄的圆柱形介电壳1825移除了低频带电缆的内部导体1814和导电地平面1100之间的在通孔处的直接电接触，并且也足够薄和足够小以抑制在低频带频率处的任何功率泄漏。圆柱形介电壳1825的小长度以及导电地平面1100的在通孔处的套管进一步提高了对低频带微带馈电线1818的电屏蔽的质量。如果需要，整个低频带微带馈电线可以包在导电壁中以提高微带馈电线1818的完整性。最后，如果需要，四分之一波扼流圈也可以放置在1825下方以减少在通孔处的任何共振泄漏。
具有内部/外部耦合器和双频带馈电网络的三模式3-D TW天线
图9示出具有可能的140:1的倍频程带宽(例如，0.35-50.0GHz)的3-D三模式TW全向天线2000。该天线通过在其顶部上添加法向模式TW结构2700以及在它们之间添加频率选择外部耦合器来延伸刚刚在图7中描述的具有双2-D表面模式TW结构的3-D TW全向天线1000的工作频率的下限。具体地，3-D三模式TW全向天线2000是由两个2-D表面模式TW结构2200和2600以及在顶部上的法向模式TW结构2700组成的。这两个2-D表面模式TW结构2200和2600都基本上与图3中的2-D TW天线120以及3-D TW天线1000中的那些类似。这两个2-D表面模式TW结构2200和2600同心地且彼此相邻地被定位，前者(2200)在后者(2600)的下方，薄的平面频率选择内部耦合器2410在两个相邻的TW结构之间的界面处。导电地平面2100放置在TW结构2200的底部。
在底部的较大的2-D表面模式TW全向结构2200覆盖低频带，例如0.5-5.0GHz，且较小的(直径大约为1/10)2-D TW结构2600覆盖高频带，例如5.0-50.0GHz。在顶部上的法向模式TW结构2700经由薄的平面频率选择外部耦合器2420而被激发，薄的平面频率选择外部耦合器2420放置在两个相邻的TW结构之间的界面处，以耦合和扩展在低于两个2-D表面模式TW结构2200和2600本身的频率(例如，分别为0.5-5.0和5.0-50.0GHz)的频率比如0.35-0.50GHz处的辐射。因此天线2000具有可能的140:1(例如，0.35-50.0GHz)或更大的倍频程带宽。
馈电网络2800与在3-D TW天线1000中采用的双频带馈电网络1800类似。因此，在馈电网络2800中也采用与在图8A、8B和8C中示出的1800类似的双2-D表面模式馈电电缆。给高频带例如5.0-50.0GHz馈电的是具有外部导体1814和内部导体1816的电缆。给两个低频带例如0.35-0.5和0.5-5.0GHz馈电的是具有外部导体1811和内部导体1814的电缆。如可看到的，内部电缆和外部电缆共享公共圆形圆柱体导电壳1814。注意，内部电缆的中心导体1816一直穿透到高频带2-D表面模式结构2600的2-D辐射体2620，而外部电缆的中心导体1814只穿透到低频带2-D表面模式结构2200的2-D辐射体2220。类似地，如果需要，在馈电网络2800中多路复用和组合高频带信号和低频带信号可以用与对于馈电网络1800相同的方式经由印刷电路板(PCB)中的电路例如带状线或微带线电路来实现。
该三模式TW天线2000具有大约140:1(例如，0.35-50.0GHz)或更大的可能的连续倍频程带宽。三模式TW天线2000还可以被配置成覆盖单独的频带，例如，0.35-5.0GHz和10-100GHz，因而在286:1(100GHz/0.35GHz)或更宽的频率范围内。
可选的具有内部/外部耦合器和双频带馈电网络的三模式3-D TW天线
图10示出了也具有140:1(例如，0.35-50.0GHz)或更宽的可能的连续倍频程带宽的3-D三模式TW全向天线3000的另一种实施方式。该天线与在图9中描述的3-D三模式TW全向天线2000类似，但顶部的两个TW结构颠倒。作为结果，3-D三模式TW全向天线3000具有可能在某些应用中更有吸引力的不同的物理特征和性能特征。具体地，可选的3-D三模式TW全向天线3000由分别用于低频带和高频带的两个2-D表面模式TW结构3200和3700以及在它们之间的法向模式TW结构3600组成。这两个2-D表面模式TW结构3200和3700都基本上与图3中的2-D TW天线120类似，且尤其是与3-D TW天线1000和2000类似，它们被同心地定位，前者(3200)在后者(3700)的下方。法向模式TW结构3600定位在这两个2-D表面模式TW结构3200和3700之间。在一种实施方式中，频率选择外部耦合器3410和3420定位在2-D表面模式TW结构3200和3700以及法向模式TW结构3600之间的界面处，如在图10中所示。导电地表面3100放置在TW结构3200下方。
馈电网络3800与在3-D TW天线1000中采用的双模式馈电网络1800以及在3-D TW天线2000中采用的2800类似。采用与在图8A、8B和8C中示出的1800类似的双2-D表面模式馈电电缆；给高频带例如5.0-50.0GHz馈电的是具有外部导体1814和内部导体1816的电缆。给低频带例如0.5-5.0GHz馈电的是具有外部导体1811的电缆。如在图8A、8B和8C中所示的，内部电缆和外部电缆共享公共圆形圆柱体导电壳1814。注意，内部电缆穿透法向模式TW结构3600，且内部电缆的中心导体1816一直穿透到高频带2-D表面模式结构3700的2-D辐射体3720。还注意，外部电缆的中心导体1814只穿透到低频带2-D表面模式结构3200的2-D辐射体3220。
较小的2-D TW结构3700覆盖高频带，例如，5.0-50.0GHz。法向模式TW结构3600首先由低频带2-D TW结构3200通过外部耦合器3410激发，然后TW通过外部耦合器3420耦合到高频2-D TW结构，从而获得低于0.5GHz和降至0.35GHz或更低的频率。作为结果，该三模式TW天线具有140:1(在这个实施例中为0.35-50.0GHz)或更大的可能的倍频程带宽。与三模式TW天线2000类似，如果需要，三模式TW天线3000还可以被配置成具有更宽的多频带能力，以覆盖单独的频带，例如，0.35-5.0GHz和10-100GHz，因而在286:1(100GHz/0.35GHz)或更宽的频率范围内。
类似地，如果需要，在馈电网络3800中的高频带信号和低频带信号的多路复用和组合可以用与对馈电网络1800相同的方式经由印刷电路板(PCB)中的电路例如带状线或微带线电路来实现。
覆盖超宽带和单独的远隔的低频率的多模式3-D TW天线
在一些应用中，除了在较高的公共频率处的超宽带覆盖外，覆盖一些单独的远隔的低频率比如低于100MHz也是合乎需要的。例如，在100MHz或低于100MHz处，在波长是3m或更长的场合，任何宽带天线对于所考虑的平台或从用户的观点来说都可能太大；然而在这些低频率处的一些窄带覆盖可能是期望的且甚至是足够的。在这些情况下，在图11中描绘了使用多模式3-D TW全向天线方法例如天线集合件4000的解决方案。
在这个实施方式中，天线被安装在平台上的大致平坦的导电表面4100上；如果平台的表面是非金属的，导电特性可以通过经由机械工艺或化学工艺添加薄的导电材料片来提供。导电地表面4100覆盖平台上的表面区域，其具有至少与平台的表面上的3-D TW天线的投影一样大的尺寸。天线集合件4000主要由两部分组成：互相连接的3-D多模式TW全向天线4200和传输线天线4500。
3-D多模式TW全向天线4200可以是在本发明中早些时候以多种形式提出的任何形式或组合，但优选地具有通常定位在顶部的法向模式TW结构4230。法向模式TW结构4230经由频率选择低通耦合器4240耦合到1-D TW传输线天线4500，频率选择低通耦合器4240是低通滤波器，其使在单独的远隔的低频率比如40MHz和60MHz处的期望的单独的信号通过。低通耦合器4240可以是对TW结构4200和4500之间的界面优化的简单的电感线圈。
传输线天线4500是1-D TW天线，其具有一个或多个调谐的辐射体4510，每个辐射体具有将辐射体带入共振状态的电抗和与天线集合件4000的其余部分匹配的阻抗。4500的传输线部分不必是直线。例如，它可以被弯曲以最小化其安装所需要的表面区域。传输线天线4500的带宽和效率可以通过使用传输线部分4520和垂直辐射体4510二者的更宽或更厚的结构来增强。传输线天线4500可在地表面4100上方或下方具有电抗调谐器，以在远隔的低频带处的一个或多个期望频率处获得共振。
这个三模式TW天线组件4000可实现140:1或更大的连续倍频程带宽，类似于通过TW天线100、2000和3000可实现的那些连续倍频程带宽。如果需要，它还可以被配置成具有更宽的多频带能力，以覆盖在低得多的频率例如在0.05GHz处的一个或多个单独的频带，因而在2000:1(100GHz/0.05GHz)或更宽的频率范围内。
可以对本发明的上述实施方式进行许多变化和修改而实质上不偏离本发明的精神和原理。所有这样的修改和变化被规定为在这里被包括在本发明的范围内。
本发明的理论基础
在本发明中的可与平台共形的3-D TW全向天线可以实现高达140:1或更大的连续倍频程带宽。如果需要，它还可以实现多频带能力，以覆盖在低得多的频率例如在0.05GHz处的一个或多个单独的频带，在2000:1(100GHz/0.05GHz)或更宽的频率范围内。天线可以实现大约50欧姆的相当恒定的辐射电阻，或者如果需要，可以实现在整个其工作频率上的任何另一公共同轴电缆的特性阻抗。此外，该天线还可以在整个其工作频率上实现相对于其辐射电阻较小的电抗。对于这样的超宽带辐射TW孔径的理论基础如下所述，以一些需要的数学公式开始。
在不失一般性的情况下，对本发明的操作的理论可以通过考虑发送的情况来被说明；接收的情况在互易的基础上是类似的。由于由S表示的辐射体的表面上的源而产生的时谐电场和磁场E和H可以被表示为由于在表面S上的等效的电流和磁流Js和Ms而产生的时谐电场和磁场，Js和Ms通过下式给出：
Ms＝-n×E 在S上 (2a)
Js＝n×H 在S上 (2b)
在闭合表面S外部的电磁场通过下式给出：
在S外部(3)其中，g是通过下式给出的自由空间格林函数：
其中，k＝2π/λ且λ是TW的波长。εo和μo分别是自由空间介电常数和磁导率。并且ω＝2πf，其中f是所关注的频率。
具有幅值r和r′的无撇和带撇(′)的位置向量r和r′分别指场坐标和源坐标中的场点和源点。(所有的“带撇”符号指源)。符号▽s'表示相对于带撇(′)的坐标系的表面梯度算子。
对于由缝隙阵列组成的表面模式TW辐射体，表面辐射体的区域完全由等效的磁表面电流Ms表示。至于在平台的表面上的区域，如果平台表面是导电的，则只有等效的电表面电流Js。对于非导电的平台上的表面区域，电等效表面电流Js和磁等效表面电流Ms通常都存在。对于法向模式TW辐射体，等效的电表面电流Js存在，而磁等效表面电流Ms消失。
在远区中的时谐场由等式(3)给出。在对天线特性有意义的远区中，场是平面波，且在电场和磁场之间具有以下关系：
在远区中 (5)
其中，η是自由空间波阻抗，等于或120π。在这里注意，根据等式(2)到等式(5)，这里涉及的源、场以及格林函数都是复向量的量。因此，如果等式(3)中的被积分函数实质上在远区中的期望方向上同相，则辐射将是有效的；并且辐射也一定会产生在目前的情况下为全向的有用辐射方向图。为了有效的辐射，良好的阻抗匹配也是必不可少的。基于天线理论以及专门针对等式(3)和(4)中的目前的问题，有用的天线辐射方向图直接与其源电流有关。因此，从已知的宽带TW配置设计TW辐射体是有利的。
参考图2和图3，表面模式TW从共形低剖面TW天线100的馈电网络180发起，并从Un轴径向向外传播。当TW沿着TW结构120径向传播时，辐射发生在圆形辐射区中的表面模式TW辐射体125例如图4中的缝隙阵列221上。对于在天线的工作范围中的任何频率，圆形辐射区在半径上类似于有效的环形缝隙的半径。TW以最小的反射从Un轴径向地向外传播，因为TW结构120具有放置在表面模式辐射体125和地表面110之间的适当设计的在超宽带宽(例如，倍频程带宽为10:1)内的阻抗匹配结构。对于包含两个表面模式TW结构的本发明的实施方式，根据等式(3)且通过在它们之间使用频率选择内部耦合器来抑制带外耦合，来自一个表面模式TW结构的单独的工作频带中的辐射不被另一个表面模式TW结构不利地影响。
在低于该超宽带宽的频率处，TW功率不能经由表面模式辐射体125有效地辐射。在这种情况下，TW功率经由频率选择外部耦合器140外耦合到法向模式TW结构160和地平面110。值得指出的是，TW天线的堆叠在适当设计的频率选择外部和内部耦合器的慎重使用的情况下将扩展带宽而不干扰彼此的带内性能。使用外部耦合器，TW结构120可以在其工作带(单独的频带)例如1-10GHz内不被干扰地起作用。在其紧接着低的带外频率(在本实施例中低于1GHz)处，TW功率不能从TW结构120辐射，而是经由外部耦合器140外耦合到法向模式TW结构160。作为结果，TW功率于是在低于表面模式TW辐射体125本身的频率范围的频率范围内的中间带宽(例如1.3:1)上辐射。在这里注意，RF功率也从TW辐射体耦合到地平面110，并且如果平台表面也是导电的，则耦合到平台表面，因而有益地扩大天线的有效尺寸并因此避开由TW结构本身限定的Chu限制。
在TW结构120中，TW从馈电网络180到自由空间的传播由图12中的等效的传输线电路表示。在这里ZIN(Z输入)是在馈电网络180的连接器处的输入阻抗，通常为50欧姆。ZFEED(Z馈电)是被用来匹配馈电网络180的输入阻抗与所有更远地在下面的其他结构的输入阻抗的分布式阻抗匹配结构，所述其他结构如由传输线电路所表示，传输线电路还包括TW结构120的ZTW、频率选择外部耦合器140的阻抗的ZCOUP(Z耦合)和包括地平面110、法向模式TW结构160、平台30和自由空间的外部区域的阻抗的ZEXT(Z外部)。
阻抗匹配必须在所有的工作带宽内实现。注意，图12描绘了主要模式的等效传输线电路，导波不连续性由集总元件表示。用于多级传输线和波导的一般阻抗匹配技术在本领中是已知的。
对于涉及两个内部耦合的2-D双表面模式TW辐射体例如图7中描绘的天线1000的情况，使能元件是薄的平面频率选择内部耦合器1400和在图8A、8B和8C中的双频带馈电网络1800以及它们的组合。特别是，超宽带双频带双馈电电缆网络1800实现两个2-D双表面模式TW辐射体在100:1(例如，0.5-50.0GHz)或更大的连续倍频程带宽内的组合，如早些时候更详细地说明的。连续的倍频程带宽到140:1或更大的扩展从这两种基本实施方式产生，在天线100和天线1000中以协调的方式使用外部耦合器和内部耦合器并使用法向模式TW辐射结构和表面模式TW辐射结构来采用这两种基本实施方式。依赖于这些基本的实施方式，如果需要，3-D TW天线还可以实现多频带能力以覆盖在低得多的频率例如在0.05GHz处的一个或多个单独的频带，在2000:1(100GHz/0.05GHz)或更宽的频率范围内。
实验验证
本发明的基本原理的实验验证已经令人满意地被执行。对于使用外部耦合器的法向模式TW辐射体和表面模式TW辐射体的组合，如在图3中所描绘的，一些试验电路板模型被设计、制造并测试了其VSWR、辐射方向图和增益。所测量的数据显示，与具有10:1增益带宽的标准SMM天线相比，实现了超过14:1的带宽且体积、重量、成本减小了大约3到6倍。
对于两个表面模式TW辐射体的组合，如在图7和图8A、8B和8C中所描绘的，成功地设计、制造和测试了试验电路板模型以展示在0.2-20.0GHz内的100:1的连续倍频程带宽。在这个模型中，有两个输出端子，一个用于2-20GHz的高频带，另一个用于0.2-2.0GHz的低频带，如果需要，这两个输出端子可以通过使用宽带组合器/分路器或双工器组成一单个端子。图13示出所测量的来自两个端子的VSWR，其覆盖大约0.2-23.0GHz，一般低于2:1；结果是相当令人满意的，因为这是还未优化的粗制的试验电路板模型。图14示出在0.2-20.0GHz天线上在地平面或平台的表面之上大约15°的固定仰角处的所测量的方位角辐射方向图。所述数据共同地展示了100:1的连续倍频程带宽。然而，在这里注意，在该实施方式中的频率覆盖不必是连续的。例如，基于电磁学中的频率变标定理，3-D TW天线可以被容易地修改以覆盖例如0.5-5.0GHz和10-100GHz。
对这里未示出的所测量的数据的观察指示比100:1高得多的带宽也是可行的。虽然间接地，这些数据还指示两个表面模式TW辐射体和法向模式TW辐射体的组合可以导致140:1或更大的连续倍频程带宽，如在图9和图10中所描绘的。

Claims (4)

1.一种超宽带双频带双馈电电缆，包括：
两个同心电缆的组件，所述组件包括内部电缆和外部电缆，所述内部电缆和所述外部电缆共享公共同心圆柱形导体壳，其中所述公共同心圆柱形导体壳作为所述外部电缆的内部导体并同时作为所述内部电缆的外部导体；
其中，所述外部电缆覆盖较低的中频的频带以及所述内部电缆覆盖较高的中频的频带；
其中，每个电缆具有两个端，一端连接到设备，另一端连接到输出端子，所述输出端子用于连接到公共输出设备；
其中，所述内部电缆在一端连接到第一电气设备且在另一端连接到同轴输出端子，以将高频输出传送到所述公共输出设备，以及所述外部电缆在一端连接到第二电气设备且在另一端连接到所述公共输出设备，以通过印刷电路板将低频输出传送到所述公共输出设备；以及
其中，至少一个导电地平面或导电地表面被定位在所述公共输出设备和所述两个同心电缆的组件之间。
2.如权利要求1所述的超宽带双频带双馈电电缆，其中同心的所述内部电缆和所述外部电缆的两个输出端子经由印刷电路板使用组合器组合成单个连接器。
3.如权利要求1所述的超宽带双频带双馈电电缆，其中同心的所述内部电缆和所述外部电缆的两个输出端子经由印刷电路板使用多路复用器组合成单个连接器。
4.如权利要求1所述的超宽带双频带双馈电电缆，其中所述超宽带双频带双馈电电缆被配置成同时为行波结构中的每一个的中心区域中的两个二维表面模式行波结构馈电，所述行波结构被垂直地同心堆叠。
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