CN104569675A - 一种电能计量芯片中的闪变检测电路及检测方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电能计量芯片中的闪变检测电路，包括相互连接的输入转换模块和处理模块，所述输入转换模块用于接受差分输入的模拟电压信号，并转换为第一数字信号输出至所述处理模块，所述处理模块用于实现闪变视感度的检测，并输出瞬时闪变视感度数值。本发明还提供一种电能计量芯片中的闪变检测方法。能够在满足IEC基本要求同时，降低了闪变检测的电路资源开销和功耗，降低闪变检测的实现成本。

Description

一种电能计量芯片中的闪变检测电路及检测方法

技术领域

本发明涉及一种电能计量芯片中的闪变检测电路及检测方法。

背景技术

伴随工业快速发展，冲击性功率的电力负荷设备大量增加,引起电网供电系统电压波动与闪变，对敏感电气设备产生影响。国际电工委员会IEC将电压波动和闪变正式列为衡量电能质量的重要指标。由于与欧洲电力系统等级最为接近，中国参照IEC61000-4-15规范，制订了电压波动闪变标准GB/T12326-2008和闪变仪功能设计及测试规范GB/T17626.15-2011。

目前关于电压闪变的分析方法及实现的研究，大致可分成模拟和数字两类。模拟设计以硬件为主体，修改、升级不便，仪器较为昂贵。数字实现通过A/D采样，之后应用微型计算机进行各种数字处理，如虚拟仪器。这种软件为主体的实现方法灵活，但计算量大、对处理器性能要求较高。随着集成电路设计及制造工艺水平的提高，基于专用硬件数字电路ASIC来实现数字闪变仪成为设计研究的新热点。而芯片面积则随着工艺的提升迅速缩小，使得闪变电路集成在诸如智能计量芯片等专用芯片中成为可能，这将使得闪变的测量变得更加简单、容易，测量成本大大降低。闪变功能的集成无疑会进一步加强计量芯片在电能质量监测领域的作用，提升厂商产品竞争力，也对计量芯片的设计提出了新的要求。

发明内容

为了在计量芯片中有效的实现闪变检测功能，本发明以IEC闪变仪规范为基础，提供一种电能计量芯片中的闪变检测电路及检测方法，降低了闪变检测的电路资源开销和功耗。

本发明提供一种电能计量芯片中的闪变检测电路，包括相互连接的输入转换模块和处理模块，所述输入转换模块用于接受差分输入的模拟电压信号，并转换为第一数字信号输出至所述处理模块，所述处理模块用于实现闪变视感度的检测，并输出瞬时闪变视感度数值。

具体的，所述输出转换模块包括顺次连接的增益放大器和模数转换器，所述增益放大器用于将所输入的信号缩放至一个合适所述模数转换器工作的线性区间，所述模数转换器用于将所输入的模拟信号转化为所述第一数字信号并输出至所述处理模块。

具体的，所述处理模块包括：

电压波形采样模块，所述电压波形采样模块与所述输入转换模块相连接，用于接受所述第一数字信号，产生并输出第二数字信号；

有效值计算模块，与所述电压波形采样模块相连接，用于接受所述第二数字信号，计算并输出所述第二数字信号的有效值；

视感度检测模块，与所述电压波形采样模块和所述有效值计算模块相连接，用于对所输入第二数字信号的闪变视感度进行检测，产生并输出瞬时闪变视感度数值；

数字时钟分频模块，分别与所述电压波形采样模块、所述有效值计算模块、以及所述视感度检测电路相连接，用于提供数字时钟信号。

电路配置模块：分别与所述输入转换模块、所述电压波形采样模块、所述有效值计算模块、以及所述视感度测量模块相连接，用于存储并提供配置参数。

具体的，所述电压波形采样模块包括顺次连接的降采样滤波器，直流隔离电路和数字增益调整电路；

所述降采样滤波器用于接受所述第一数字信号，并将所述第一数字信号恢复为定点格式的数字序列；

所述直流隔离电路用于接受所述数字序列并滤除其中的直流分量；

所述数字增益调整电路用于调整并输出所述第二数字信号。

具体的，所述有效值计算模块包括顺次连接的乘法器、积分器、开平方运算电路、平均值计算电路以及平滑滤波器，用于使所述第二数字信号经过平方运算、积分运算、开平方运算、平均值运算后通过所述平滑滤波器输出所述有效值。

具体的，所述视感度检测模块包括：输入适配电路、平方解调器、高通低通滤波器、频率加权滤波器以及平方和积分滤波器电路、辅助优化电路，接受第二数字信号输入，输出瞬时闪变视感度数值。

优选的，所述输入适配电路包括采样速率适配电路、有效值归一化电路和数字增益设置电路；

所述采样速率适配电路，根据输入带宽和闪变敏感频率范围调整闪变检测电路的采样频率，采用两级抽取的方式来降低采样率，包括第一下抽取模块和第二下抽取模块；

所述有效值归一化电路，使用有效值计算电路输出的有效值作为归一化除数因子，将不同幅值的电压波形调整到一个统一到参考水平；

所述数字增益调整电路，通过设置数字增益寄存器对输入信号缩小适当的比例，避免电压波动过大导致后续定点电路运算中出现溢出，并在闪变视感度检测结果输出之前，自动执行放大恢复功能。

优选的，所述辅助优化电路包括直流偏置加速电路、视感度系数归一化电路和视感度增益补偿电路；

所述直流偏置加速电路，在平方解调器的输出信号上自适应减去一个直流偏置分量，用于消除平方解调器的输出信号中包含的直流分量，加速其后连接的高通滤波器的收敛速度；

所述视感度系数归一化电路，在加权滤波器之前针对检测出波动电压的系数进行归一化，使输出符合IEC定义的1觉察单位视感度输出的相对电压波动幅度要求；

所述视感度增益补偿电路，使用根据实际情况校准得到的补偿数值设置寄存器，在瞬时闪变视感度输出之前，补偿视感度检测电路的滤波器增益衰减。

本发明还涉及一种电能计量芯片中的闪变检测方法，基于如权利要求6所述的电能计量芯片中的闪变检测电路，包括以下步骤：

模数转换步骤：所述输入转换模块将所接受的差分输入模拟电压信号转换为第一数字信号，并输入至所述处理模块；

电压波形采样步骤：所述电压波形采样模块接受所述第一数字信号，产生并输出第二数字信号；

有效值计算步骤：所述有效值计算模块接受所述第二数字信号，并对所述第二数字信号进行有效值计算，产生并输出有效值；

视感度检测步骤：所述视感度检测模块接受所述有效值以及所述第二数字信号，产生并输出瞬时闪变视感度数值；

其中所述有效值计算步骤包括：对所输入的所述第二数字信号依次进行平方运算、积分运算、开平方运算、平均值运算后通过所述平滑滤波器输出所述有效值。

具体的，所述视感度检测步骤包括：

采样速率适配步骤，该步骤采用两级抽取的方式来降低采样率，具体的包括输入第二数字信号首先经过第一下抽取模块实现一级抽取，抽取采样率率满足IEC输入信号带宽要求，其后，低通滤波信号经第二下抽取模块实现二级抽取，采样率降低符合闪变频率上限要求；

有效值归一化步骤，使用有效值计算电路输出的有效值作为归一化除数因子，将不同幅值的第二数字信号调整到一个统一到参考水平；

数字增益调整步骤，具体的将增益调整比例分级，通过设置数字增益寄存器选择适当比例，对输入信号缩小，避免电压波动过大导致后续定点电路运算中出现溢出，并在闪变视感度检测结果输出之前，自动执行放大恢复功能；

直流偏置加速步骤，该步骤用于消除平方解调器输出信号中包含的直流分量，加速其后连接的高通滤波器的收敛速度，具体的在平方解调器输出信号中自适应的减去一个直流偏置分量；

视感度系数归一化步骤，该步骤用于对所测得的视感度系数归一化处理并输出，具体的在频率加权滤波器之前的低通滤波器的输出信号上除以一个恒定的归一化系数；

视感度增益补偿步骤，该步骤用于在瞬时闪变视感度输出之前，补偿视感度检测电路的滤波器增益衰减，具体的在平滑低通滤波器输出的瞬时闪变视感度信号上除以一个恒定的数值，该数值通过寄存器设置。

利用本发明的电能计量芯片中的闪变检测电路及检测方法能够在满足IEC基本要求同时，降低了闪变检测的电路资源开销和功耗，降低闪变检测的实现成本。

附图说明

图1是本发明的电能计量芯片中的闪变检测电路的结构图；

图2是电压波形采样模块的结构图；

图3是有效值计算模块的结构图；

图4是视感度检测模块的结构图；

图5是IEC视感度频率特性曲线。

具体实施方式

以下结合附图，对本发明的电能计量芯片中的闪变检测电路及方法进行详细的说明。图1是本发明的电能计量芯片中的闪变检测电路的结构图，如图1所示，本实施例中，输入转换模块1用于接受差分输入的电压信号VP和VN，经过增益放大器11将输入的信号缩放至一个合适模数转换器12工作的线性区间，模数转换器12用于将所输入的模拟信号转化为第一数字信号并输出至处理模块2中。

电压波形采样模块21与模数转换器12相连接，用于接受第一数字信号输出第二数字信号，具体的结构如图2所示，包括顺次连接的降采样滤波器211，直流隔离电路212和数字增益调整电路213，本实施例中，降采样滤波器211选用梳状滤波器SINC，用于将第一直流信号进行位宽调整，满足检测精度的要求，直流隔离电路212在本实施例中采用高通滤波器HPF，用于过滤所接收信号中的直流分量，经过数字增益调整电路213进行增益和偏置补偿后，输出第二数字信号。

有效值计算模块22与电压波形采样模块21相连接，用于计算第二数字信号的有效值，具体的，参见图3所示，由顺次连接的乘法器221，积分器222，开平方运算电路223、平均值计算电路224以及平滑滤波器电路225，最终输出有效值，其中，积分器222采用低通滤波器模拟积分作用，平滑滤波器电路225中使用低通滤波器LPF3，用于抑制有效值跃变。

视感度检测模块23分别与电压波形采样模块21和有效值计量模块22相连接，接受第二数字信号和有效值作为输入，输出瞬时闪变视感度数值。具体的，如图4所示，由输入适配电路231、平方解调器232、高通低通滤波器233、频率加权滤波器234以及平方和积分滤波器235、和辅助优化电路236构成；输入适配电路231中，DGA为数字增益调整模块。辅助优化电路236具体如图4所示，包括直流偏置加速电路ST_DC、视感度时序归一化电路和视感度增益补偿电路ST_GN。

另外，数字时钟分频模块24分别与电压波形采样模块21、有效值计算模块22和视感度检测模块23相连接，为在视感度检测过程中的采样率变化提供数字时钟信号，且对以上模块提供时钟驱动信号。

电路配置模块25用于储存所有模块的配置信息，包括各模块的增益设置参数、模块开启和关闭控制参数等。

另外，本发明还提供一种电能计量芯片中的闪变检测方法，以下继续结合附图，对电能计量芯片中的闪变检测方法进行详细描述。

模数转换步骤：输入转换模块1将所接受的差分输入模拟电压信号VP/VN转换为第一数字信号，并输入至处理模块2，具体的，增益放大器11将输入的信号缩放至一个合适模数转换器12工作的线性区间，模数转换器12用于将所输入的模拟信号转化为第一数字信号并输出至处理模块2中。模数转换器12的转换精度影响计量的准确性，目前满足国网标准的计量芯片，模数转换器的转化精度普遍在16Bit-20Bit之间。根据IEC标准，对于感知单元的输入相对电压波动倍数表示精度可达10e-5数量级，最小值为0.199％倍，5％的测试准确度要求则影响到波动倍数百分比小数点后第二位，即电压波动倍数至少表示为10e-4数量级。计量芯片中ADC输出的范围通常在[-1000,+1000]mV之间，一般电压通道通常工作在100mV数量级。综合起来ADC输出精度至少应为10e-5级，或16bit，才能保证波动电压信息可检测。实际上ADC精度还取决于各闪变仪厂家需要实现的电压波动最小缩放范围，如最小0.1倍缩小，则ADC精度需要达到10e-6级，或18Bit，显然，电压波动的检测对ADC的精度提出了更严格的要求。

由于计量芯片中ADC普遍采用Sigma-Delta调制器过采样技术，实际输出的有效位宽取决于SDM调制器的设计可达到的信噪比，如量化器位数为B，OSR倍过采样，理论上M阶SDM信噪比为：

电能计量应用中输入信号的带宽相对较小，工作频率较低，为简化硬件电路的复杂性，计量芯片中普遍采用1位量化器的二阶SDM噪声整形结构，并通过提高过采样倍数的方法增加ADC的有效位宽。为了满足0.1倍缩放情况下波动电压检测的要求，

$\mathrm{ENOB}=\frac{\mathrm{SNR}-1.76}{6.02}=\frac{1}{6.02}\·\left(10\log \right[\frac{3}{2}\·\frac{5}{{\mathrm{\π}}^4}\·{\mathrm{OSR}}^5]-1.76)\≈18---\left(2\right)$

OSR近似为266.14倍，应用中OSR常取为2的整数次幂，当OSR取256时，有效位宽为17.86Bit。由于设计结构、制造工艺不同等因素，实际实现的精度一般低于理论精度。此时可适当提高最小缩放倍数，以满足测试精度要求。

电压波形采样步骤：电压波形采样模块接受第一数字信号，产生并输出第二数字信号，具体的，包括降采样滤波器接受第一数字信号，并将第一数字信号恢复为定点格式的高精度数字信号并输出，以及直流隔离电路进行直流滤除。

SDM调制器的输出经采样滤波器处理后恢复为高精度的数值。本实施例采用梳状滤波器SINC作为降采样滤波器时输出分辨率最大可达到

B_w＝M log ₂OSR+B_i    (3)

其中M为CIC阶次，OSR为抽取倍数，Bi为输入信号位宽。三阶SINC滤波器，在256倍降采样时满足要求位宽要求。

由于芯片外围电路和内部的模数转换电路会在波形采样信号中引入直流分量，影响电能计量准确性和电压波动检测。假定信号中存在直流分量c，以单一频率调幅波v(ω_Ft)＝V_m cosω_Ft对工频载波进行调制，

$u\left(t\right)=U_m[1+\frac{V_m}{U_m}\cos {\mathrm{\ω}}_{F}t]{\cos \mathrm{\ω}}_{N}t+c=U_m[1+m\cos {\mathrm{\ω}}_{F}t]{\cos \mathrm{\ω}}_{N}t+c---\left(4\right)$

Um、ω_N分别为工频载波电压的幅值和角频率。按照IEC闪变仪平方解调原理，

$\begin{array}{c}{u\left(t\right)}^2=[c^2+\frac{U_m^2}{2}(1+\frac{m^2}{2})]{+U}_m^{2}m\cos {\mathrm{\ω}}_{F}t+{2\mathrm{cU}}_m{\cos \mathrm{\ω}}_{N}t+\\ {\mathrm{cU}}_{m}m\cos ({\mathrm{\ω}}_N+{\mathrm{\ω}}_F)t+{\mathrm{cU}}_{m}m\cos ({\mathrm{\ω}}_N-{\mathrm{\ω}}_F)t+\\ \frac{U_m^2}{2}(1+\frac{m^2}{2})\cos 2{\mathrm{\ω}}_{N}t-\frac{U_m^2{m}^2}{4}\cos {2\mathrm{\ω}}_{F}t+\\ \frac{U_m^2{m}^2}{8}\cos 2({\mathrm{\ω}}_N+{\mathrm{\ω}}_F)t+\frac{U_m^2{m}^2}{8}\cos 2({\mathrm{\ω}}_N-{\mathrm{\ω}}_F)t+\\ \frac{U_m^{2}m}{2}\cos ({2\mathrm{\ω}}_N+{\mathrm{\ω}}_F)t+\frac{U_m^{2}m}{2}\cos ({2\mathrm{\ω}}_N-{\mathrm{\ω}}_F)t\end{array}---\left(5\right)$

波形采样中直流分量c的存在，除加强了平方项中的直流分量外，还引入了工频载波ω_N、(ω_N+ω_F)、(ω_N-ω_F)分量。根据IEC推荐方法滤除直流分量和2倍工频相关的分量得到波动电压的近似表达式，工频相关分量可导致电压波动不能正常解调，

v'(t)＝U_m ²mcosω_Ft+2cU_m cosω_Nt+cU_mmcos(ω_N+ω_F)t+cU_mmcos(ω_N-ω_F)t(6)

平方解调要求得到仅与调幅波相关的波动分量必须滤除直流分量c。

在计量芯片设计中，模拟信号在完成数字化采样后，设计一个可配置的高通滤波器隔离直流分量，图1。经过单一频率的正弦调幅波调制后的电压信号可分解为如下的频率分量，

$\begin{array}{c}u\left(t\right)=U_m[1+m\cos {\mathrm{\ω}}_{F}t]\cos {\mathrm{\ω}}_{N}t+c\\ =U_m\cos {\mathrm{\ω}}_{N}t+U_{m}m\cos {\mathrm{\ω}}_{F}t\cos {\mathrm{\ω}}_{N}t+c\\ =U_m\cos {\mathrm{\ω}}_{N}t+\frac{U_{m}m}{2}\cos ({\mathrm{\ω}}_N+{\mathrm{\ω}}_F)t+\frac{U_{m}m}{2}\cos ({\mathrm{\ω}}_N-{\mathrm{\ω}}_F)t+c\end{array}---\left(7\right)$

高通滤波器截止频率的选择应避免影响波动分量的传输，ω_c＜＜ω_N-ω_F，其中0.5Hz≤ω_F≤35Hz，ω_N＝50Hz，因此，ω_c＜＜ω_N-ω_F＜15Hz。矩形调幅波可傅立叶分解为一系列的正弦波的叠加，高通滤波影响低频波动分量，为减小误差其截止频率的设计应靠近0Hz。计量芯片设计中设计截止频率为2.5Hz的IIR型ButterWorth滤波器满足电压波动检测的要求。计量芯片中启动电压波动检测功能时，必须开启高通滤波器。

有效值计算步骤：

图5是IEC视感度频率特性曲线，不同电表设计或不同计量应用，电压输入管脚的幅值往往不同，为消除变化的幅值对波动检测的影响，以满足IEC定义的电压波动-闪变视感度频率响应曲线，闪变视感水平的测量需要应用有效值进行归一化处理。考虑到数字电路实现定点运算，在电压信号进入波动检测电路之前进行归一化，可改善后续数字电路的处理精度。HPF输出波形信号归一化后，

$u^{\′}\left(t\right)=\frac{u\left(t\right)}{\sqrt{2}\·U_{\mathrm{rms}}}\≈[1+m\cos {\mathrm{\ω}}_{F}t]\cos {\mathrm{\ω}}_{N}t---\left(8\right)$

有效值的精度影响归一化的结果，导致闪变测量误差，此时，平方解调信号为，

$\begin{array}{c}{v}^{\′}\left(t\right)={\left(\frac{U_m}{\sqrt{2}{U}_{\mathrm{rms}}(1+\mathrm{err})}\right)}^{2}m\cos {\mathrm{\ω}}_{F}t\\ =\frac{1}{{(1+\mathrm{err})}^2}m\cos {\mathrm{\ω}}_{F}t\≈\frac{m}{1+2\mathrm{err}}\cos {\mathrm{\ω}}_{F}t\end{array}---\left(9\right)$

IEC标准规定，稳态下半波有效值的容差范围0.2％。目前计量芯片的有效值输出的稳态精度最高可达到0.1％，等效到电压波动调制系数上，最多相当于引入了0.2％的误差，理论上可满足IEC标准的要求。

本实施例中采用如图3记载的有效值计算模块22完成有效值计算步骤，并输出高精度的有效值。由平方运算电路221、积分电路222和开平方223电路组成，其中积分电路222用于提取平方后的直流分量。为便于实现，通常用低通滤波器LPF模拟积分作用，衰减二倍工频以上分量，不过其频率响应并非理想的矩形窗，LPF输出中将残留一定的二倍工频分量，在有效值上叠加一定的正弦纹波。

电压波动分量的存在加剧纹波现象，式(10)，其中调制系数m较小，忽略m的二次方系数项，ki为低通滤波器在对应频率分量的增益，k₀≈1，k_wf＞＞k_2wn,k_2wn+wf,k_2wn-wf，

$\begin{array}{c}{u\left(t\right)}^2{=k}_0\·\frac{U_m^2}{2}+k_{\mathrm{wf}}{U}_m^{2}m\cos {\mathrm{\ω}}_{F}t+k_{2\mathrm{wn}}\frac{U_m^2}{2}\cos {2\mathrm{\ω}}_{N}t\\ k_{2\mathrm{wn}+\mathrm{wf}}\frac{U_m^{2}m}{2}\cos ({2\mathrm{\ω}}_N+{\mathrm{\ω}}_F)t+k_{2\mathrm{wn}-\mathrm{wf}}\frac{U_m^{2}m}{2}\cos ({2\mathrm{\ω}}_N-{\mathrm{\ω}}_F)t\\ \≈k_0\·\frac{U_m^2}{2}+k_{\mathrm{wf}}{U}_m^{2}m\cos {\mathrm{\ω}}_{F}t+k_{2\mathrm{wn}}\frac{U_m^2}{2}\cos {2\mathrm{\ω}}_{N}t\end{array}---\left(10\right)$

二倍工频分量仍为一个主要纹波分量，但随着波动电压频率的降低，k_wf≈1，波动电压纹波逐渐加强。降低LPF截止频率，增加阶数，可改善纹波现象，代价是LPF收敛时间延长。平均值计算模块通过调整累加器累加时间，可进一步平滑波动电压纹波分量。

直接复用计量芯片中现有有效值运算电路(即图3所示电路)，可避免采用IEC方法导致的重复设计，有助于降低芯片面积和功耗。然而，现有有效值结果不能直接用于归一化运算。平均值运算模块在相邻两次计算之间结果保持不变，在更新时刻引起输出波形跃变。不同于IEC半周期有效值计算，由于计算不要求与过零点同步，其跃变行为足以对矩形调幅波的检测产生影响。而IEC规定，每台带有等级分类器的闪变仪，应能承受表中给出的一系列矩形电压波动，每种情况下瞬时闪变视感度Pst应为1.0±0.05。

表1 IEC闪变仪等级分类器的试验规范

在有效值归一化时，纹波导致的有效值跃变会与矩形调幅波叠加，特别在低频矩形电压波动上引起伪矩形波动。此时，延长平均值计算时间可反映更真实的有效值，例如在调幅波每分钟1次矩形变化时，频率为1/120Hz，累加时间为120s才能覆盖一次包含正负双向的完整调幅波变化。GBT17626.15-2011就规定对均方根输入值的阶跃变化，响应时间至少等于1分钟。而有效值运算电路的采样率可达KSPS，过长的积分时间会极大增加累加器实现开销。

低通滤波器LPF3是为抑制有效值跃变引入的平滑插值滤波器。不同于在IEC推荐采用的时间常数为27.3s的一阶阻容滤波器。在计量芯片有效值计算电路中，图3，由于首先进行低通取直滤波，平均值计算不需过零同步，累加时间取工频载波周期的整数倍即可，此时，有效值的收敛时间主要取决于LPF滤波器。这使得平滑滤波器LPF3的时间常数可以大幅降低，例如1s。适当延长平均值计算时间可进一步减小跃变的响应时间。

视感度检测步骤：

使用图4所示的电路，基于第二数字信号和有效值进行视感度检测。视感度检测电路的信号处理主要由输入适配、平方解调器、高通低通滤波器、频率加权滤波器及平方和积分滤波器和辅助优化电路几个模块组成，输出为闪变视感度水平。该步骤实现IEC推荐的闪变仪检测流程，数据的统计分析则在计量芯片外部的主控芯片或上位机中实现。

其中输入电压波形适配功能包括采样速率适配、有效值归一化和数字增益设置。其中

采样速率适配，根据闪变敏感频率范围0.05Hz-35Hz，理论上只要检测电路的采样率高于上限频率的2倍即可，即70Hz，过高采样率会导致资源的浪费和功耗的增加。电网中含有丰富的工频谐波分量，为了保证电能计量精度，计量芯片中的波形采样率普遍比较高，以40次谐波计量为例，带宽为2KHz，采样率至少要达到4KSPS以上，实际设计时采样率可高达14KSPS或更高。采样率适配采用两级抽取的方式来降低采样率，实现2的整数次幂的下抽取。

第一下抽样模块D0：位于电压波动检测电路的输入端，根据IEC标准规定，输入波动电压检测电路的信号带宽不低于700Hz，即下抽取后电压波形采样率不低于1.4KHz；

第二下抽样模块D1：位于6阶ButterWorth低通滤波器LPF1之后，对于230V/50Hz系统，IEC建议截止频率为35Hz，输出为近似的电压波动分量。由于2倍工频及以上的高频分量被抑制，此时可通过D1进一步降低采样率，满足闪变频率上限的要求，实际常选择100Hz以上。

有效值归一化针对施加在计量芯片的电压输入管脚的幅值不同的情况，归一化将不同幅值的电压波形调整到一个统一到参考水平。在电路复用方式下，考虑两种输入波形归一化电路：

在平方解调器之前归一化：有效值运算结果乘以2的平方根转化为电压峰值，作为除数，电压波形数据作为被除数，相除的结果送入平方解调器，其中，系数2的平方根可放在平方解调器后通过移位的方式简化实现；

在平方解调器之后归一化：考虑到有效值电路已经进行了电压波形平方运算，除法运算也可以移到平方解调器之后进行，D0对平方电压波形抽取并直接作为被除数，此时有效值需要进行平方运算后作为被除数；

数字增益调整模块DGA：归一化电压波形的幅值为1，根据IEC标准，电压波动的范围可达20％，为了避免后续定点电路运算中出现溢出，设置寄存器AGN对输入信号缩小适当的比例，缩小比例设计为1,1/2,1/4,1/8四档；在闪变视感度检测结果输出之前，检测电路内部根据AGN设定值自动执行放大恢复功能。

辅助优化电路包括直流偏置加速、视感度系数归一化和增益补偿模块。

直流偏置加速DCR：平方解调器的输出信号包含一个较大的直流分量，公式(5)，而高通滤波器HPF1的截止频率很低，时间常数较大，将导致HPF1的收敛时间过长。为加速HPF1的收敛速度，在平方解调器的输出信号上减去一个直流偏置ST_DC分量。假定DGA＝1，且m<<1，调制指数引起的直流分量可以忽略，电压波形归一化后，对应直流分量可近似为1/2。于是可令ST_DC＝DGA²/2。

视感度系数归一化：

平方解调器的输出信号，经HPF1和LPF1构成的带通滤波器提取波动电压分量，其中HPF1和LPF1的设计遵循IEC推荐参数，以单一波形正弦电压波动为例，得到近似波动电压，AGN＝1，

$\begin{array}{c}{v}^{\&prime;}\left(t\right)=m{\cos \mathrm{\&omega;}}_{F}t\\ =\frac{d}{2\sqrt{2}}\cos {\mathrm{\&omega;}}_{F}t=\frac{d_n\&CenterDot;d_{\mathrm{wf}}}{2\sqrt{2}}\cos {\mathrm{\&omega;}}_{F}t=\frac{d_n}{2\sqrt{2}}\&CenterDot;\frac{d_{8.8\mathrm{Hz}}}{K\left(f\right)}\&CenterDot;\cos 2\mathrm{\&pi;ft}\end{array}---\left(11\right)$

其中d为相对电压波动倍数，d_wf,d_8.8Hz分别为产生1觉察单位视感度输出的对应频率正弦电压波动倍数，d_n为归一化的电压波动倍数，K(f)为视感度的频率特性曲线上对应波动频率的加权值。

视感度加权滤波器BPF模拟灯-眼-脑的灵敏度特性K(f)对电压波动加权得到闪烁信号，

$v^{\&prime;\&prime;}\left(t\right)=\frac{d_{8.8\mathrm{Hz}}}{2\sqrt{2}}\&CenterDot;d_n\&CenterDot;\cos 2\mathrm{\&pi;ft}---\left(12\right)$

平方乘法器模拟人眼-脑非线性感知特性，对闪烁信号加权，

经模拟人脑记忆特性的低通滤波器LPF2平滑处理(取直流)后，得到瞬时视感度输出S(t)，

$S\left(t\right)=\frac{1}{2}\&CenterDot;{\left(\frac{d_{8.8\mathrm{Hz}}}{2\sqrt{2}}\right)}^2\&CenterDot;d_n^2---\left(14\right)$

数学式(14)并不满足IEC定义的1觉察单位视感度输出的相对电压波动幅度列表，而是存在一个系数，因此需要对其进行归一化处理。由于d_8.8Hz＝0.25％，带通滤波后得到的电压波动分量较小，公式(11)，后续平方运算后数值进一步减小，将降低后续数字定点运算的输出精度，因此设计在加权滤波器之前针对波动电压的系数进行归一化。其中涉及到的2的平方根运算可移至其后的平方运算后通过移位实现。

另外，本发明还包括增益补偿步骤，利用增益补偿寄存器ST_GN，从电压波形生成、有效值计算到波动电压检测，信号流经众多作用各不相同的滤波器，滤波器特性的非理想性导致信号产生累积衰减，影响最终输出结果的准确性。为此，计量芯片中的电压波形生成和有效值计算电路中都设计了增益校正补偿环节V_CHGN/V_RMSGN，以满足电能计量的精确性。有效值归一化操作可进一步降低输入信号增益衰减的影响。增益补偿寄存器ST_GN主要用于补偿视感度检测电路的滤波器增益衰减，根据IEC推荐的各滤波器参数进行设计，可推导其理论补偿数值，F(.)代表频率响应，

ST_GN＝[(|F_HPF1(ω_F)|·|F_LPF1(ω_F)|·|F_BPF(ω_F)|)²·(1+|F_LPF2(2ω_F)|)]^-1    (15)

在8.8Hz单一正弦电压波动时，ST_GN取默认值为0.967464，可保证视感度输出1觉察单位。实际上在滤波器数字化时，不同的数字化方法会导致ST_GN的理论值略有不同，需根据实际情况进行设置。

综上所述，利用本发明的一种电能计量芯片中的闪变检测电路及检测方法，能够在满足IEC标准同时，降低了闪变检测的电路资源开销和功耗。

Claims (10)

1.一种电能计量芯片中的闪变检测电路，其特征在于，包括相互连接的输入转换模块和处理模块，所述输入转换模块用于接受差分输入的模拟电压信号，并转换为第一数字信号输出至所述处理模块，所述处理模块用于实现闪变视感度的检测，并输出瞬时闪变视感度数值。

2.如权利要求1所述的电能计量芯片中的闪变检测电路，其特征在于，所述输出转换模块包括顺次连接的增益放大器和模数转换器，所述增益放大器用于将所输入的信号缩放至一个合适所述模数转换器工作的线性区间，所述模数转换器用于将所输入的模拟信号转化为所述第一数字信号并输出至所述处理模块。

3.如权利要求2所述的电能计量芯片中的闪变检测电路，其特征在于，所述处理模块包括：

电压波形采样模块，所述电压波形采样模块与所述输入转换模块相连接，用于接受所述第一数字信号，产生并输出第二数字信号；

有效值计算模块，与所述电压波形采样模块相连接，用于接受所述第二数字信号，计算并输出所述第二数字信号的有效值；

视感度检测模块，与所述电压波形采样模块和所述有效值计算模块相连接，用于对所输入第二数字信号的闪变视感度进行检测，产生并输出瞬时闪变视感度数值；

数字时钟分频模块，分别与所述电压波形采样模块、所述有效值计算模块、以及所述视感度检测电路相连接，用于提供数字时钟信号；

电路配置模块：分别与所述输入转换模块、所述电压波形采样模块、所述有效值计算模块、以及所述视感度测量模块相连接，用于存储并提供配置参数。

4.如权利要求3所述的电能计量芯片中的闪变检测电路，其特征在于，所述电压波形采样模块包括顺次连接的降采样滤波器，直流隔离电路和数字增益调整电路；

所述降采样滤波器用于接受所述第一数字信号，并将所述第一数字信号恢复为定点格式的数字序列；

所述直流隔离电路用于接受所述数字序列并滤除其中的直流分量；

所述数字增益调整电路用于调整并输出所述第二数字信号。

5.如权利要求3所述的电能计量芯片中的闪变检测电路，其特征在于，所述有效值计算模块包括顺次连接的乘法器、积分器、开平方运算电路、平均值计算电路以及平滑滤波器，用于使所述第二数字信号经过平方运算、积分运算、开平方运算、平均值运算后通过所述平滑滤波器输出所述有效值。

6.如权利要求3所述的电能计量芯片中的闪变检测电路，其特征在于，所述视感度检测模块包括：输入适配电路、平方解调器、高通低通滤波器、频率加权滤波器以及平方和积分滤波器电路、辅助优化电路，接受第二数字信号输入，输出瞬时闪变视感度数值。

7.如权利要求6所述的电能计量芯片中的闪变检测电路，其特征在于，所述输入适配电路包括采样速率适配电路、有效值归一化电路和数字增益设置电路；

所述采样速率适配电路，根据输入带宽和闪变敏感频率范围调整闪变检测电路的采样频率，采用两级抽取的方式来降低采样率，包括第一下抽取模块和第二下抽取模块；

所述有效值归一化电路，使用有效值计算电路输出的有效值作为归一化除数因子，将不同幅值的电压波形调整到一个统一到参考水平；

所述数字增益调整电路，通过设置数字增益寄存器对输入信号缩小适当的比例，避免电压波动过大导致后续定点电路运算中出现溢出，并在闪变视感度检测结果输出之前，自动执行放大恢复功能。

8.如权利要求6所述的电能计量芯片中的闪变检测电路，其特征在于，所述辅助优化电路包括直流加速电路、视感度系数归一化电路和视感度增益补偿电路；

所述直流偏置加速电路，在平方解调器的输出信号上自适应减去一个直流偏置分量，用于消除平方解调器的输出信号中包含的直流分量，加速其后连接的高通滤波器的收敛速度；

所述视感度系数归一化电路，在加权滤波器之前针对检测出波动电压的系数进行归一化，使输出符合IEC定义的1觉察单位视感度输出的相对电压波动幅度要求；

所述视感度增益补偿电路，使用根据实际情况校准得到的补偿数值设置寄存器，在瞬时闪变视感度输出之前，补偿视感度检测电路的滤波器增益衰减。

9.一种电能计量芯片中的闪变检测方法，基于如权利要求6所述的电能计量芯片中的闪变检测电路，其特征在于，包括以下步骤：

模数转换步骤：所述输入转换模块将所接受的差分输入模拟电压信号转换为第一数字信号，并输入至所述处理模块；

电压波形采样步骤：所述电压波形采样模块接受所述第一数字信号，产生并输出第二数字信号；

有效值计算步骤：所述有效值计算模块接受所述第二数字信号，并对所述第二数字信号进行有效值计算，产生并输出有效值；

视感度检测步骤：所述视感度检测模块接受所述有效值以及所述第二数字信号，检测并输出瞬时闪变视感度数值；

其中所述有效值计算步骤包括：对所输入的所述第二数字信号依次进行平方运算、积分运算、开平方运算、平均值运算后通过所述平滑滤波器输出所述有效值。

10.如权利要求9所述的电能计量芯片中的闪变检测方法，其特征在于、所述视感度检测步骤包括：

采样速率适配步骤，该步骤采用两级抽取的方式来降低采样率，具体的包括输入第二数字信号首先经过第一下抽取模块实现一级抽取，抽取采样率率满足IEC输入信号带宽要求，其后，低通滤波信号经第二下抽取模块实现二级抽取，采样率降低符合闪变频率上限要求；

有效值归一化步骤，使用有效值计算电路输出的有效值作为归一化除数因子，将不同幅值的第二数字信号调整到一个统一到参考水平；

数字增益调整步骤，具体的将增益调整比例分级，通过设置数字增益寄存器选择适当比例，对输入信号缩小，避免电压波动过大导致后续定点电路运算中出现溢出，并在闪变视感度检测结果输出之前，自动执行放大恢复功能；

直流偏置加速步骤，该步骤用于消除平方解调器输出信号中包含的直流分量，加速其后连接的高通滤波器的收敛速度，具体的在平方解调器输出信号中自适应的减去一个直流偏置分量；

视感度系数归一化步骤，该步骤用于对所测得的视感度系数归一化处理并输出，具体的在频率加权滤波器之前的低通滤波器的输出信号上除以一个恒定的归一化系数；

视感度增益补偿步骤，该步骤用于在瞬时闪变视感度输出之前，补偿视感度检测电路的滤波器增益衰减，具体的在平滑低通滤波器输出的瞬时闪变视感度信号上除以一个恒定的数值，该数值通过寄存器设置。