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CN104541444B - 具有ac侧短路功能的整流器电路及电感同步开关收集转换器 - Google Patents

具有ac侧短路功能的整流器电路及电感同步开关收集转换器 Download PDF

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CN104541444B
CN104541444B CN201280060439.2A CN201280060439A CN104541444B CN 104541444 B CN104541444 B CN 104541444B CN 201280060439 A CN201280060439 A CN 201280060439A CN 104541444 B CN104541444 B CN 104541444B
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亨里克·泽辛
拉尔斯·吕曼
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Abstract

整流器电路(600)包括：一对输入端子(614，616)；一对输出端子(654，656)；以及第一电路(601)，互相连接该对输入端子(614，616)。第一电路(601)包括储能元件(34)和整流电桥(642)，其中整流电桥每个电桥分支包括至少一个可控开关元件(645，647)。整流电桥(642)的输出供应该对输出端子(654，656)，并且其中每个电桥分支的至少一个可控开关元件被配置为提供经由整流电桥的临时导通路径，所述临时导通路径绕过该对输出端子(654，656)，并且所述临时导通路径使储能元件(34)与可连接到该对输入端子(614，616)的能量源(12)的串联连接发生短路。也描述了包括所述整流器电路的电感同步开关收集转换器及对由能量源产生的电流进行整流的方法。

Description

具有AC侧短路功能的整流器电路及电感同步开关收集转换器
技术领域
本发明实施方案涉及整流器电路。一些实施方案涉及电感同步开关收集(SSHI)转换器。一些实施方案涉及对电流进行整流的方法。一些实施方案涉及变形并联SSHI转换器。
背景技术
能量收集(也称为功率收集或能量挖掘)为方法，通过所述方法，能量取自外部源(例如，太阳能、热能、风能、盐差能和动能)，捕获，转换为电能，并且存储用于低功率无线自主设备，如用于可穿戴电子产品及无线传感器网络中的低功率无线自主设备。例如，压电换能器用于从振动收集电力。不同AC-DC转换器在文献中进行说明以对交流电进行整流且提取最大电量。
用于压电发生器包括所述AC-DC转换器的能量收集器的可行应用为例如在如高速公路桥(结构健康监测)或地铁(跟踪和追踪)的应用中。与这些应用相关联的振动频率范围介于2Hz与50Hz之间，而平均加速度约为0.1g。
压电换能器的导纳轨迹(admittance locus)具有关于以下的固有信息：对于所述压电换能器，SSHI转换器而不是二极管电桥的采用将显著增加收集功率。压电元件的内部阻抗为复数，如由J.Brufau-Penella和M.Puig-Vidal在智能材料系统与结构杂志的卷00-2008,2008的“复共轭阻抗匹配的压电能量收集改良”中说明。因此，当内部阻抗的复共轭作为输出负载进行连接时，获得压电换能器的最大输出功率。然而，这个解决方案不现实，因为作为复共轭负载需要的电感会太大，这归因于压电元件的主导电容特性。如果电阻器作为负载连接到压电元件，那么所获得输出功率取决于激励压电元件的机械频率及电阻。在这种情况下最大输出功率通常利用电阻来获得，所述电阻等于在压电元件的导纳的实部与虚部之比最大化的频率处压电元件的等效戴维南(Thevenin)阻抗的模。因此，最大输出功率在压电元件的导纳具有其大多数电阻行为的频率处获得。
当电阻器为负载时的输出功率与最大功率之比的峰值取决于压电元件的阻抗圆。有些压电元件为这个比率最大接近于1，有些压电元件为这个比率低得多。对于比率接近于1的压电元件，非线性技术的采用不会经由整流电桥提供改良。然而，对于这个比率远低于1的压电元件，非线性转换器为比整流电桥更好的解决方案。
电感同步开关收集(SSHI)(Synchronized Switch Harvesting on Inductor)为非线性切换技术，所述技术从能量源提供DC(直流)电，诸如机械激励压电元件。SSHI转换器通常由开关和电感器及二极管电桥组成。机械激励压电元件通常产生交变电压和交变电流(AC)。
在振动期间用于压电元件的高效AC-DC转换器对于使收集功率最大化特别重要。
通过例如压电换能器传送的交流电可利用二极管电桥和滤波电容器进行整流(线性技术)。
采用通过开关连接到压电元件的电感器的较新AC-DC转换器(称为SSHI)也可用。当达到压电峰值位移时，开关接通。压电元件与电感器的连接引起谐振效应及压电电压快速反转。在压电电压反转之后，开关断开，直至检测到新峰值。然而，二极管电桥的二极管仍感应电压间隙，电压间隙引起收集电路损耗且限制收集功率。
在用于SSHI转换器的AC-DC转换器的进一步发展中，用于压电电压反转的开关进行分离，并且二极管电桥的两个二极管由这些开关取代。因此，电路包括较少组件，从而减少电路的成本及尺寸。另一个好处为二极管去除，二极管感应电压间隙。因此，收集电路中由所述电压间隙引入的损耗受到限制，并且收集功率因此较大。然而，每个周期从压电元件提取的能量可能仍比较低，并且在理论上只有小部分可提取能量。
因此，本发明目的在于提供整流器电路概念，所述整流器电路改良内部功率损耗减少与从能量源中的能量转移提高之间的权衡。
发明内容
本目的通过根据权利要求1所述的整流器电路、根据权利要求10所述的转换器及根据权利要求11所述对电流进行整流的方法来解决。
本发明实施方案提供整流器电路，所述整流器电路包括一对输入端子、一对输出端子及互相连接该对输入端子的第一电路。所述第一电路包括储能元件和整流电桥。所述整流电桥每个电桥分支包括至少一个可控开关元件，其中整流电桥的输出供应该对输出端子。每个电桥分支的至少一个可控开关元件被配置为提供经由整流电桥的临时导通路径，所述临时导通路径基本上绕过该对输出端子，并且所述临时导通路径基本上使第二电路发生短路，所述第二电路包括储能元件、该对输入端子及可连接到该对输入端子的能量源。
开关元件在压电电压需要进行反转的时间期间将电感器并联连接到能量源(例如，压电元件)，从而对能量源电压(压电电压)(即，由能量源产生的电压)进行反转。尤其当能量源电压反转利用特定定时进行时，例如，对应于由能量源和(电感性)储能元件形成的谐振器的谐振模式，从能量源中转移的功率可能与其它AC-DC转换方法相比有可能显著增加。负载电流通常也流过电感器。虽然这个事实可能增加电感器中的功率损耗，但是它允许只具有两个二极管和两个开关元件的变形并联SSHI拓扑结构的操作，例如MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)。
根据本发明更多实施方案，储能元件(或能量储存元件)和整流电桥可串联连接。
整流电桥可被配置为既充当从该对输入端子到该对输出端子的能量转移组件，又充当该对输入端子的电压型逆变器。
每个电桥分支可包括二极管组件及所述至少一个可控开关元件。
根据本文中所公开教案的至少又一些实施方案，整流器电路还可包括控制器，所述控制器被配置为基于指示能量源的状态的感测信号为每个电桥分支的至少一个可控开关元件产生至少一个控制信号。
控制器可被配置为当在感测信号中检测到峰值时使所述至少一个可控开关元件从导通状态切换为非导通状态，反之亦然。
储能元件可与能量源一起形成谐振电路，同时第二电路经由整流电桥发生短路。
根据本文中所公开教案的至少又一些实施方案，储能元件可并联连接到能量源，同时第二电路经由整流电桥发生短路。
根据又一些实施方案，能量源可为压电元件。
本发明更多实施方案提供用于电感同步开关收集的转换器。所述转换器包括如上所述的整流器电路。
本发明更多实施方案提供对由能量源产生的电流进行整流的方法。所述方法包括将所述电流施加于包括整流电桥和储能元件的第一电路，使得整流电桥将所述电流沿着与所述电流的第一电流流动方向相关联的第一整流路径传导到整流电桥的输出。所述方法还包括在与所述电流相关联的感测信号中检测到第一特定图案(first specific pattern)；并且响应于检测到第一特定图案，通过将整流电桥的可控开关元件从非导通状态切换为导通状态，重新配置整流电桥。以此方式，所述电流在整流电桥内沿着第一反转路径进行传导，所述第一反转路径基本上使包括储能元件和能量源的第二电路发生短路且绕过整流电桥的输出。响应于从第一电流流动方向到第二电流流动方向的电流流动方向变更，整流电桥然后再次重新配置或允许进行自我重新配置，使得整流电桥将所述电流沿着与第二电流流动方向相关联的第二整流路径传导到整流电桥的输出。
利用根据本文中所公开教案的SSHI转换器拓扑结构，开关元件(诸如所采用的MOSFET和二极管)数目相对于先前SSHI转换器减少，并且储能元件(例如，电感器)与先前SSHI转换器相比位于新位置处。
本发明实施方案在本文中参考附图进行说明。
附图说明
图1A示出根据现有技术的并联SSHI转换器的示意电路图。
图1B为示出在图1A中所示的电路操作期间出现的各种电压波形、位移波形和电流波形的曲线图。
图2A示出根据现有技术的串联SSHI转换器的示意电路图。
图2B为示出在图2A中所示的电路操作期间出现的各种电压波形、位移波形和电流波形的曲线图。
图3示出根据现有技术的并联SSHI转换器的更详细示意电路图。
图4示出根据现有技术的串联SSHI转换器的更详细示意电路图。
图5示出变形串联低输出电压SSHI转换器的示意电路图。
图6示出根据本文中所公开教案的变形并联SSHI转换器的示意电路图。
图7A至图7D示出在四个不同操作相位期间的示意电路图。
图8示出变形并联SSHI转换器的稳定状态波形。
图9通过图表示出连接到各种类型转换器的第一选定压电元件的测量结果。
图10通过图表示出连接到各种类型转换器的第二选定压电元件的测量结果。
图11示出根据本文中所公开教案对电流进行整流的方法的示意流程图。
具体实施方式
相同或等同元件或具有相同或等同功能的元件在以下说明中由相同或等同附图标记表示。
在以下说明中，多个细节进行阐述以更详尽地说明本发明实施方案。然而，本领域技术人员应当显而易见，本发明实施方案可在没有这些具体细节的情况下实践。在其它情况下，众所周知的结构和设备以方块图形式而不是详细地示出，以避免混淆本发明实施方案。此外，除非另有特别指出，下文中所述的不同实施方案的特征可彼此结合。
当压电换能器(transducer)在能量收集电力供应中用于对交流电进行整流时，整流器通常为必要的。最简单整流器之一为具有滤波电容器的二极管电桥。当压电电压的绝对值低于整流电压时，无电流从压电元件流到负载。当压电电压的绝对值高于整流电压时，二极管导通，并且电流从压电元件流到输出负载。
压电换能器也可采用非线性转换器以通过主动放电来增加收集能量。相比之下，在线性转换器中，由压电元件产生的电荷的重要部分在对内部压电电容器进行充电和放电中丢失。在非线性技术中，当实现压电元件上最大电压时，电感器到压电元件的连接引起谐振，归因于压电元件的内部电容器，这导致与机械激励周期相比压电电压极性在极短时间(t＝π√(LC))内反转。因此，压电电压反转要求压电电流和电压为同相，因此非线性转换器的操作模拟压电阻抗的复共轭。
有两个SSHI技术，即，并联SSHI技术和串联SSHI技术。在并联SSHI技术的情况下，如图1A所示，开关32和电感器34并联连接到压电元件12。二极管电桥42、滤波电容器52和输出负载62之后进行连接。并联SSHI技术例如在2005年应用电力电子会议及博览会APEC2005，2005年3月6-10日第1卷第249-253页S.Ben-Yaakov和N.Krihely的文章“压电源谐振整流器”中说明。
并联SSHI电路的工作原理可使用图1B进行说明，图1B示出与图1A中所示电路相关联处于稳定状态的波形。图1B中上图示出压电位移u、压电电压v1及负载电压VL。当压电材料机械激励时，它将机械能转化为电能。其电气端子之间可用的交流电必须进行整流以获得直流电。当压电元件处于开路时，其电压的导数dv1/dt及其位移的导数du/dt成比例，因为无电流从压电元件中流出，即I＝0。
压电元件12处压电电压、压电位移及电流的关系如下：
I＝αdu/dt–C0dv1/dt
其中I为从压电元件中流出的电流，u为压电位移，v1为压电电压，α为耦合系数，C0为压电元件的电容。
当压电电压v1低于整流电压时，无电流iP从压电元件12流到二极管电桥42。因此，压电电压的导数dv1/dt及位移的导数du/dt成比例。一旦压电电压v1比整流电压高二极管电压降两倍以上，就有电流iP从压电元件12流到二极管电桥42。当压电电压v1达到峰值(正或负)时，开关32接通，并且电流iS从内部压电电容器流到电感器34。此刻，谐振LC电路利用压电内部电容器进行创建，并且压电元件上电压在时间π√(LC)内改变其极性。当开关32断开并且压电电压的绝对值高于负载上整流电压时，由压电元件产生的电流流过整流电容器52和负载62。当压电电压达到最大值时，开关32接通。将电感器与压电元件并联连接的开关由两个二极管D5和D6及两个MOSFET T1(NMOS)和T2(PMOS)组成，如图3所示。当压电元件达到正峰值电压时，电流流过电感器L、D5和T1，而当压电元件达到负峰值电压时，电流流过电感器L、D6和T2。一旦压电电压反转，图1A中开关32就再次断开。因为压电元件12大多数时间通过二极管电桥42连接到输出负载62，所以不能假设当压电电压v1达到峰值时，压电元件12的位移u为最大。对应并联SSHI电路由S.Priya和D.J.Inman在2009年Springer第211-213页“能量收集技术”中说明。
如果压电电压和电流具有相同极性，那么由压电元件12收集的功率(因此传送到输出负载62的功率)比在压电电压和电流具有相位位移的情况下更高。压电电压和电流为同相事实上能够模拟作为输出负载的压电阻抗的复共轭。
在给定谐振频率处压电等效电路可由并联的内部正弦电流源和电容器表示(在第二十届IEEE，2005年应用电力电子会议及博览会APEC2005，2005年3月6-10日第1卷第249-253页S.Ben-Yaakov和N.Krihely“压电源谐振整流器”中)。模型的电流源与压电元件的速度成比例，从而与压电位移的导数成比例。因此，当正弦电流源有过零点时，使收集压电功率最大化的最佳点发生。此外，当压电元件12处于开路时，压电电流源与压电电压的导数成比例。换言之，压电电流和电压的乘积为正，因为SSHI转换器通过电感器L使压电电压反转，并且这使输出功率最大化。因此，压电电压和位移导数成比例(两个曲线的斜率具有相同符号)。然而，当压电功率采用并联SSHI电路进行整流时，大多数时间压电元件连接到输出负载，因此压电电压的导数和位移的导数不再成比例。因此不能假设压电电流源的过零点出现在使收集功率最大化的压电电压峰值处。然而，对于串联SSHI情况，压电元件几乎总是处于开路，并且这个事实导致内部压电源的过零点出现在压电电压反转及压电电压和电流的乘积为正期间，从而增加收集功率。
在图2A所示的串联SSHI电路中，电感器234和开关232串联连接到压电元件12和二极管电桥42及滤波电容器52。从图2B可以看出，在串联SSHI电路的情况下，除当开关232接通时外，无电流i从压电元件12流到负载62，如在2009年3月智能材料系统与结构杂志第20卷第5版第609-624页D.Guyomar、G.Sebald、S.Pruvost、M.Lallart、A.Khodayari和C.Richard“从环境振动和热的能量收集”中详述。当开关232为断开时，压电电压和位移的导数成比例，并且压电内部电容器进行充电。一旦压电位移u达到极限，开关232就接通，并且电流i通过电感器234和二极管电桥42从压电元件12流到输出负载62。因为电感器与压电元件的串联连接创建谐振电路，所以压电电压反转。之后，开关再次断开。在断开开关232之前，压电电压v1具有量值Vbefore，随后接通开关232(相应地随后反转压电电压v1和相位，在所述压电电压v1和相位期间电流i流动)，压电电压具有量值Vafter，其中|Vbefore|>|Vafter|。在滤波电容器处输出电压VDC也在图2B中进行说明。
除用于电感器到压电元件的连接的开关电路外，并联和串联SSHI电路都需要二极管电桥，用于对由压电元件收集的交流电进行整流。图3和图4分别示出并联和串联SSHI转换器的详细电路。
在图3中，开关电路332包括在两个并联分支中的两个晶体管335、337及两个二极管336、338，每个分支包括晶体管和二极管的串联连接。晶体管335(T1)为N沟道金属氧化物半导体(NOMS)场效应晶体管(增强型)，晶体管337(T2)为P沟道金属氧化物半导体(POMS)场效应晶体管(增强型)。二极管336(D5)串联连接到NMOS场效应晶体管335并且仅允许在第一方向上的电流流动。二极管338(D6)串联连接到PMOS场效应晶体管337并且仅允许在第二方向上的电流流动。NMOS场效应晶体管335包括栅极，PMOS场效应晶体管也包括栅极。晶体管T1和T2的两个栅极接收相同控制信号vc。根据控制信号vc，两个晶体管T1、T2中任一个处于导通状态，同时其它另一个晶体管处于阻断状态。
在图4中，图4示出串联SSHI转换器的详细示意电路图，开关电路432包括两个晶体管435、437及两个二极管436、438。与并联SSHI转换器的开关电路332一样，串联SSHI转换器的开关电路432包括两个并联分支，每个分支包括晶体管和二极管的串联连接。晶体管435(T1)和二极管436(D5)在第一分支中串联连接。晶体管437和二极管438在第二分支中串联连接。晶体管435、437通过由控制电路431提供的控制信号进行控制。控制电路431使一个晶体管处于导通状态，同时其它另一个晶体管处于阻断状态。二极管436和438防止在压电反转已经发生之后电流在不期望方向上流动，同时对应晶体管处于导通状态。
在图1A、图2A、图3和图4中所示的构成中，二极管电桥42包括第一电桥分支和第二电桥分支。此外，每个电桥分支包括第一部和第二部，其中电桥的输出分别在第一电桥分支和第二电桥分支的第一部和第二部之间分接。利用图1A、图2A、图3和图4中所示的构成(并且利用一般常用的二极管电桥构成)，特定电桥分支的第一部通常为导通，而相同电桥分支的第二部通常为非导通，反之亦然，所以流过第一部的电流通过连接到整流器电路的输出的负载进行传导且沿着第二电桥分支的第二部继续。换言之，利用这些构成，避免相同电桥分支的第一部和第二部同时导通，因为这会使电桥的AC侧发生短路。利用二极管电桥，这个条件基本上自动满足，因为利用给定输入电压，在特定分支的第一部和第二部内的二极管中只有一个可变为导通。
图5示出串联SSHI转换器的新形式，所述串联SSHI转换器在智能材料与结构2008年val.17,pp.035030的M.Lallart和D.Guyomar“具有低电压输出的优化自我供电的非线性能量收集开关电路”中示出且说明。与图4中所示的串联SSHI转换器相比，图4中开关电路432的功能在图5所示的构成中由电桥542提供。电桥542包括两个开关元件545(S1)和547(S2)。此外，电桥包括两个二极管546(D1)和548(D2)。与图2所示的串联SSHI转换器相比，图5中电路在于分离最大和最小检测开关且由这些开关取代二极管D3和D4。因此，图5所示的电路包括较少组件，从而减少电路的成本和尺寸。另一个好处为二极管去除，二极管感应电压间隙。因此，收集电路中由所述电压间隙引入的损耗受到限制，并且收集功率较大。从能量源到整流器输出的能量转移在(非常)短时间内在输入电压的正峰值或负峰值处完成。电压反转在这个短时间期间同时发生。压电元件在其余时间内仍然处于开路(S1和S2断开)。
图6示出根据本文中所公开教案的至少一个实施方案的并联SSHI转换器或整流器电路600的示意电路图。根据本文中所公开教案，提出了新颖SSHI拓扑结构，其中所采用的MOSFET(或一般开关元件)和/或二极管的数目相对于先前SSHI转换器减少，并且电感器位于新位置处。
图6所示的并联SSHI转换器600包括一对输入端子614，616、储能元件34、整流电桥642、滤波电容器52和一对输出端子654，656。然而，滤波电容器52并不一定为并联SSHI转换器600的一部分，而是可为另外组件或与负载62集成。电桥642包括介于电桥的第一AC侧端子与第二AC侧端子之间的两个并联电桥分支。两个电桥分支各自包括可控开关元件。相应地，第一电桥分支包括NMOS晶体管645(T1)作为可控开关元件。第二电桥分支包括PMOS晶体管647(T2)作为可控开关元件。可控开关元件645，647都从控制电路631接收控制信号vC。在所示实施方案中，由于第一可控开关元件645为NMOS晶体管，第二可控开关元件647为PMOS晶体管，所以两个可控开关元件对于控制信号vC作出不同反应。第一电桥分支还包括二极管646，二极管646串联连接到第一可控开关元件645。第二电桥分支还包括二极管648，二极管648串联连接到第二可控开关元件647。在替代性实施方案中，二极管646和648可利用更多可控开关元件进行取代。
储能元件可为电感器34，并且连接到该对输入端子614、616的第一输入端子614及电桥的第一AC侧端子。电桥的第二AC侧端子连接到该对输入端子的第二输入端子616。因此，互相连接该对输入端子的第一电路601形成。
两个电桥分支都包括输出节点，所述输出节点连接到该对输出端子654，656中一个。输出节点介于可控开关元件与电桥分支的其它开关元件(即，二极管)之间。相应地，根据图6中本文中所公开教案的实施方案，第一电桥分支的输出节点连接到并联SSHI转换器600的输出端子654，第二电桥分支的输出节点连接到并联SSHI转换器600的输出端子656。包括滤波电容器52和输出负载62的并联电路在第一输出端子654与第二输出端子656之间延伸。
整流电桥的两个可控开关元件645、647能够经由第一电桥分支或第二电桥分支在该对输入端子614，616之间形成低欧姆连接(基本上短路)。以此方式，包括储能元件34、该对输入端子614、616及能量源12(例如，压电元件)的第二电路602可基本上发生短路，并且储能元件34并联连接到能量源12。因此，整流器电路600可视为并联SSHI转换器。请注意，储能元件34应当视为第一电路601的一部分且也应当视为第二电路602的一部分。为了说明目的，完成在第一电路601和第二电路602内几个元件的接地，使得变得更容易清楚，所述组件例如受到由整流电桥引起的基本上短路影响。
根据图6中所示实施方案的变形并联SSHI拓扑结构只由两个二极管和两个MOSFET组成，所述变形并联SSHI拓扑结构相对于图1至图4所示的并联和串联SSHI电路减少了二极管和MOSFET的电压降。因为整流电桥的两个二极管已经由两个主动MOSFET取代，所以由变形并联SSHI拓扑结构收集的功率与其它SSHI拓扑结构相比已经增加。此外，无需更多二极管或晶体管，这也增加了效率。与其它SSHI转换器电路相比，变形并联SSHI拓扑结构的使用不仅从压电元件收集更多功率，而且拓宽转换器的频率带宽。
图5所示的变形串联SSHI转换器及图6中整流器电路600的拓扑结构有点相似，但是它们以不同方式进行控制，因此它们的操作为不同。特定地，图5所示的SSHI转换器为串联转换器，所述串联转换器基本上仍具有与图2A和图4所示的串联SSHI转换器相同的缺点。相反，图6所示的整流器电路600充当并联SSHI转换器。
在变形并联SSHI转换器600中，负载电流也流过电感器34。这个事实增加了电感器34中的功率损耗，但是允许只具有两个二极管和两个MOSFET的变形并联SSHI拓扑结构的操作。
电感同步开关收集转换器(SSHI转换器)可包括根据以上说明的整流器电路600。能量收集器(功率收集器或能量挖掘器)转换器可包括整流电路和能量源，诸如压电元件。
在整流器电路600中，源电压12的反转在短时间内完成。从能量源12到整流电桥642的输出的能量转移在这些短反转时间之间完成。因此，整流器电路600被配置为在与源电压整流不同的时间处(在整流周期的不同相位期间)对源电压进行反转。以此方式，能量源12基本上总是闭路连接：无论在包括负载62、滤波电容器52及整流电桥642的两个对角元件的整流电路中，或无论在绕过滤波电容器52和负载62的反转电路中。换言之，能量源12在操作期间基本上从未开路。
图7A至图7D示出在四个不同操作相位中的整流器电路600。图7A和图7C示出整流器电路的操作的整流或整流相位，图7B和图7D示出整流器电路的操作的反转相位。
在图7A中，压电元件12目前产生压电电压v1，所述压电电压v1为正且大于(在量值方面)滤波电容器52处整流电压加一个二极管的电压间隙及经由可控开关元件的可能电压降。可控开关元件647(p沟道MOSFET)通过控制电路631和控制信号vC控制为处于导通状态，所述控制信号vC在这个相位期间具有负极性。这个事实及压电电压v1大于整流电压的事实使二极管646(D1)变为导通，使得电流路径形成，电流路径从压电元件12的第一端子开始，经由第一输入端子614、储能元件或电感器34、二极管646(D1)、滤波电容器52和负载62、可控开关元件647及第二输入端子616，回到压电元件12的第二端子。电流因此对滤波电容器52进行充电。
当压电电压v1达到其正峰值时，二极管646(D1)导通，并且控制信号vC将其极性从负改变为正。因此，p沟道MOSFET647停止导通(即，关闭)，n沟道MOSFET645开始导通，从而将电感器34并联连接到压电元件12，如图7B中可以看出。图7B示出整流器电路600的操作的第二相位，在第二相位期间对压电电压v1进行反转。反转可能通过谐振电路形成作出，归因于压电元件12和电感器34的内部电容的并联连接。换言之，在整流器电路600的操作的第二相位期间，经由整流电桥的临时导通路径沿着包括二极管646(D1)和n沟道MOSFET645(T1)的第一电桥分支形成。特定地，临时导通路径沿着包括n沟道MOSFET645和二极管646的第一电桥分支形成。临时导通路径基本上绕过该对输出端子654、656且基本上使第二电路602发生短路，所述第二电路602包括储能元件34(即，电感器)、该对输入端子614、616及能量源12(即，压电元件)，所述能量源12可连接到该对输入端子614，616。
一旦反转完成且压电电压v1达到负峰值，二极管646(D1)就不再导通，并且二极管648(D2)开始导通(图7C)。在负半周期的整流相位期间，D2和T1导通。
图7D示出整流电路的操作的又一个相位，即，负半周期的反转相位。当压电电压v1达到其负峰值时，控制电路631使控制信号vc将其极性从正改变为负。因此，n沟道MOSFET645停止导通，p沟道MOSFET647再次开始导通，将电感器34并联连接到压电元件12。在负半周期的反转相位期间，包括p沟道MOSFET647(T2)和二极管648(D2)的第二电桥分支形成经由整流电桥642的临时导通路径，所述临时导通路径基本上绕过输出端子654、656，并且所述临时导通路径基本上使第二电路602发生短路(参见图6)。一旦反转完成且压电电压v1达到正值，二极管646(D1)就开始导通，并且就正半周期的整流相位而言周期再次重新开始，如图7A所示。在正半周期的整流相位期间，二极管646(D1)和p沟道MOSFET647(T2)导通。
控制电路被配置为感测压电电压v1且基于所感测压电电压v1产生控制信号vC。例如，控制电路可被配置为检测压电电压v1的局部极大值和局部极小值，并且当检测到局部最大值或最小值时，控制信号vC可从正电平切换为负电平，反之亦然。
在交流电整流期间，变形并联SSHI转换器600充当半同步整流器，因为电路具有两个二极管646、648及两个MOSFET645、647。因此，在这个相位(这些相位)期间效率相对于其它现有SSHI拓扑结构增加。二极管的同步整流也可行，采用控制电路进行同步整流，出现在发明者M.Pollack题目为“Diodenersatzschaltung, und Brückengleichrichterschaltung”的欧洲专利申请10192761.4中。此外，如果两个二极管646(D1)，648(D2)由两个主动MOSFET取代，那么效率可增加，特定地，如果控制电路631消耗相对少的功率。同步整流器也可选择用于应用特定集成电路(ASIC)设计，因为例如利用一些CMOS技术设计的二极管对于20V连续反向电压可具有1.8V电压降。可提供更好效率的分立MOSFET导致SSHI转换器设计用于高频应用，尽管用于激励压电元件的振动频率相对低，例如低于110Hz。原因在于，当压电元件通过MOSFET和二极管与电感器并联连接时，谐振LC电路利用2π√(LC)的谐振频率及与提供更好结果的高频晶体管相关联的低电容来建立。
图8示出根据图6的实施变形并联SSHI电路的三个记录信号。压电电压v1以虚线绘制，用于切换图6中MOSFET T1和T2的控制信号vC以点线绘制，在整流器电路60的输出处整流电压VDC以全程绘制。在电压轴上，一个刻度对应于5V，在时间轴上，一个刻度对应于25ms。压电电压v1的行为与通过并联SSHI转换器可以观察到的行为相同，例如如图2A和图2B所示。
当压电电压v1达到其正峰值时，二极管646(D1)导通，并且控制信号vC将其值从负改变为正。因此，p沟道MOSFET647(T2)不再导通，n沟道MOSFET645(T1)开始导通。因为D1和T1导通，所以压电元件12并联连接到电感器34(L1)。一旦反转完成且压电电压v1达到负值，二极管D1就不再导通，并且二极管D2开始导通。在负半周期的这个整流相位中，D2和T1导通。当压电电压v1达到其负峰值时，二极管D2导通，并且控制信号将其值从正改变为负。因此，n沟道MOSFET T1不再导通，p沟道MOSFET T2开始导通。因为D2和T2导通，所以压电元件12并联连接到电感器L。一旦反转完成且压电电压v1达到正值，二极管D2就不再导通，并且D1开始导通。在正半周期的这个整流相位中，D1和T2导通。
就替代性实施方案而言，如果二极管D1和D2由MOSFET取代且如在同步整流器中进行控制，那么基本上相同的说明为有效。
除用于将压电元件12连接到负载62的整流器电路642外，根据本文中所公开教案的变形并联SSHI转换器无需用于将电感器34连接到压电元件12的独立电路。而是只采用一个电路且执行两个功能。变形并联SSHI转换器只需要两个二极管和两个MOSFET，而不是图1A、图2A、图3和图4中所示的并联和串联SSHI拓扑结构所需的六个二极管和两个MOSFET。此外，在整流电桥中两个MOSFET的位置允许半同步整流，这增加AC-DC转换器的效率。此外，这个整流器的带宽也比利用其它AC-DC整流器获得的带宽更宽。
图9和图10分别示出压电元件DuraAct P-876.A12和MidéQP20W的收集功率与输出负载。特定地，图9和图10示出当压电元件利用由电磁振动器产生的正弦振动进行激励时完成的不同测量，以比较随连接到压电元件的电阻负载变化的不同AC-DC转换器(全波整流器、并联SSHI及变形并联SSHI)的收集功率。压电元件DuraAct P-876.A12在0.1g下进行激励，而压电元件MidéQP20W在1g下进行激励。每个曲线图具有四个曲线。压电元件12在AC曲线(黑色十字线)中直接连接到电阻负载62，在标准曲线(具有白色十字线的黑格)的情况下通过二极管电桥连接到电阻负载62，对于并联SSHI曲线(三角形)的情况通过并联SSHI电路且对于变形并联SSHI曲线(菱形)的情况通过变形并联SSHI电路连接到电阻负载62。电阻负载62到压电元件12的直接连接提供作为基准，因为这个直接连接不产生二极管相关或开关元件相关的损耗。因此，使用直接连接可获得相对高输出功率，然而，所述输出功率为交流电。在图9中，标准曲线(白色十字线)及属于现有技术并联SSHI电路的曲线(三角形)示出与标准曲线大致相同的行为，甚至略优于现有技术并联SSHI电路，特别对于高负载。在图10中，现有技术并联SSHI电路(三角形)比标准电路(白色十字线)执行更好，至少对于小负载电阻。在图9和图10两者中，即，对于压电元件DuraAct P-876.A2以及MidéQP20W，根据本文中所公开教案的变形并联SSHI转换器与标准曲线及现有技术并联SSHI转换器相比示出优异性能，至少对于相对小负载电阻。在图9中，对于根据本文中所公开教案的变形并联SSHI转换器，对于约120kOhm的输出负载可以观察到收集功率最大值。在图10中，对于约10kOhm的输出负载可以观察到收集功率最大值。
从所述测量，所述测量的结果如图9和图10所示，推断变形并联SSHI转换器在效率方面提供比采用相同二极管、开关元件和峰值检测器电路的并联SSHI转换器更好的结果。
以下表1示出对于另一种类型压电元件12获得的结果，即，具有三个不同整流器电路、标准、并联SSHI及变形并联SSHI电路的V21BL压电元件。压电元件12装着1g末端质量，具有并联电气连接及1g加速度。对于每个整流器，给出功率和频率的三个不同值。第二数据对对应于最大收集功率及获得最大收集功率的频率。第一和第三数据点给出关于获得最大功率一半的频率的信息。
表1：
表2简化表1中出现的信息，因为归一化功率为收集功率除以利用标准整流器获得的功率。频率带宽计算为提取最大功率一半的频率之差。
表2：
表3和表4示出对于MidéQP20W和DuraAct P-876.A12压电元件获得的测量结果的归一化形式。对于所有测量情况，变形并联SSHI电路为收集更多功率的AC-DC转换器。
表3：
表4：
从表1至表4所示的测量，推断变形并联SSHI转换器在带宽操作方面提供比采用相同二极管、开关元件和峰值检测器电路的并联SSHI转换器更好的结果。
根据本文中所公开教案的替代性实施方案，整流器电路可包括一对输入端子、一对输出端子、储能元件及整流电桥，所述整流电桥被配置为充当储能元件的开关电路且充当将储能元件与该对输出端子连接的整流电路。
储能元件(例如电感器)的开关电路可接通由储能元件和能量源形成的谐振电路，所述能量源可连接到该对输入端子。以此方式，从能量源提取的能量可增加。例如，充当能量源的压电元件的压电电压可通过储能元件和开关电路的动作进行反转。当整流电桥充当整流电路时，由谐振电路存储的能量转移到输出端子作为直流。
能量源(压电元件)、储能元件(电感器)及开关电路可彼此连接，使得能量源和储能元件并联连接。因此，整流器电路在反转相位期间充当并联SSHI转换器，并且这个功能将整流器电路分类为“并联SSHI转换器”。在整流相位期间，即，当整流电桥以周期性交变方式(经由储能元件)将输入端子与输出端子连接以对由能量源提供的交变电压进行整流时，整流器电路实际上可具有串联SSHI转换器的构成，因为储能元件串联连接在能量源与整流电桥之间。
整流电桥可被配置为以交变方式充当开关电路和整流电路。
整流电桥可被配置为绕过该对输出端子，并且当充当开关电路时为储能元件及连接到该对输入端子的能量源提供短路。
图11示出根据本文中所公开教案的实施方案对由能量源产生的电流进行整流的方法的示意流程图。
在所述方法的步骤102处，电流施加于包括整流电桥和储能元件的第一电路601(参见图6)，使得整流电桥将所述电流沿着与所述电流的第一电流流动方向相关联的第一整流路径传导到整流电桥的输出。因此，电能在一个操作周期的第一整流相位期间从整流电桥的输入侧(AC侧)转移到整流电桥的输出侧(次级侧或DC侧)。
在步骤104处，在与所述电流相关联的感测信号中检测第一特定图案。例如，感测信号可为由压电元件输出的压电电压，所述压电元件也产生电流。感测信号可能基于连接到能量源的整流器电路的两个输入端子之间的电压。
如在步骤106处所示，响应于检测第一特定图案，整流电桥然后可进行重新配置。整流电桥重新配置可通过将整流电桥的可控开关元件从非导通状态切换为导通状态实现，使得所述电流在整流电桥内沿着第一反转路径进行传导，所述第一反转路径基本上使包括储能元件和能量源的第二电路602(参见图6)发生短路且绕过整流电桥的输出。操作周期的这个相位为反转相位，因为由能量源产生的电压通过储能元件及由第一反转路径引起的短路进行反转。
在步骤108处，整流电桥进行重新配置。或可，响应于从第一电流流动方向到第二电流流动方向的电流流动方向变更，整流电桥可允许进行自我重新配置，使得整流电桥将所述电流沿着与第二电流流动方向相关联的第二整流路径传导到整流电桥的输出。
根据对电流进行整流的方法的更多实施方案，可在感测信号中检测第二特定图案。响应于检测第二特定图案，整流电桥的第三重新配置然后可通过将整流电桥的可控开关元件从导通状态切换为非导通状态进行，使得电流在整流电桥内沿着第二反转路径进行传导，所述第二反转路径基本上使第二电路发生短路且绕过整流电桥的输出。
除上述可控开关元件外，整流电桥可包括第二可控开关元件。在步骤106期间整流电桥重新配置然后还可包括第二可控开关元件从导通状态到非导通状态的切换。同样，整流电桥的第三重新配置可包括第二可控开关元件从非导通状态到导通状态的切换。因此，第二反转路径采用第二可控开关元件。
整流电桥的自我重新配置可由整流电桥的至少一个二极管元件从非导通状态改变为导通状态引起，反之亦然。除可控开关元件外，整流电桥可包括二极管元件。所提到(多个)二极管元件的行为通常由在整流电桥的输入处电压极性反转引起，使得在整流电桥的第一电桥分支中的二极管变为导通且在第二电桥分支中的另一个二极管变为非导通。
根据本文中所公开教案的更多实施方案，整流电桥可包括并联连接在第一电桥输入端子与第二电桥输入端子之间的两个电桥分支，其中两个电桥分支中第一电桥分支基本上与所述反转路径一致，两个电桥分支中第二电桥分支基本上与第二反转路径一致。
整流电桥可包括第二可控开关元件、第三可控开关元件和第四可控开关元件。所述方法还可包括：响应于感测信号中的特定图案，单独地控制第一、第二、第三和第四可控开关元件。通过以单独方式控制第一至第四可控开关元件，(多个)整流相位和(多个)反转相位可以特定方式进行定时，使得从能量源到负载的能量转移基本上最大化。
虽然已经就装置而言说明了一些方面，但显然这些方面也表示对应方法的说明，其中，方块或设备对应于方法步骤或方法步骤的特征。同理，就方法步骤而言说明的方面也表示对应方块或对应装置的项目或特征的说明。部分或全部方法步骤可通过(或使用)硬件装置执行，类似例如微处理器、可编程计算机或电子电路。在一些实施方案中，最重要方法步骤中的某一者或多者可通过所述装置执行。
上述实施方案仅用于说明本发明原理。应当理解，本文中所述的排列和细节的修改和变动对于本领域技术人员应当显而易见。因此，意图在于仅由即将出现的专利权利要求的范围而不是由以本文中实施方案的描述和说明的方式呈现的具体细节来限制。

Claims (20)

1.一种整流器电路(600)，包括：
一对输入端子(614，616)；
一对输出端子(654，656)；
第一电路(601)，互相连接所述一对输入端子(614，616)，所述第一电路(601)包括储能元件(34)和整流电桥(642)，其中，所述整流电桥(642)每个电桥分支包括至少一个可控开关元件(645，647)，其中，所述整流电桥(642)的输出供应所述一对输出端子(654，656)，并且其中，每个电桥分支的至少一个可控开关元件(645，647)被配置为提供经由所述整流电桥(642)的临时导通路径，所述临时导通路径绕过所述一对输出端子(654，656)，并且所述临时导通路径使第二电路(602)发生短路，所述第二电路(602)包括所述储能元件(34)、所述一对输入端子(614，616)及能够连接到所述一对输入端子(614，616)的能量源(12)，
其中，所述储能元件(34)和所述整流电桥(642)串联连接，
其中，每个电桥分支包括二极管组件(646，648)及所述至少一个可控开关元件(645，647)，并且
其中，响应于所述能量源(12)生成的电压(v1)到达正峰值或负峰值，所述储能元件(34)配置为在所述第二电路(602)经由所述整流电桥(642)发生短路时并联连接到所述能量源(12)。
2.根据权利要求1所述的整流器电路(600)，还包括控制器(631)，所述控制器(631)被配置为基于指示所述能量源(12)的状态的感测信号为每个电桥分支的所述至少一个可控开关元件(645，647)产生至少一个控制信号(vc)。
3.根据权利要求2所述的整流器电路(600)，其中，所述控制器(631)被配置为当在所述感测信号中检测到峰值时使所述至少一个可控开关元件(645，647)在导通状态和非导通状态之间切换。
4.根据权利要求1所述的整流器电路(600)，其中，所述储能元件(34)与所述能量源(12)一起形成谐振电路，同时所述第二电路经由所述整流电桥(642)发生短路。
5.根据权利要求1所述的整流器电路(600)，其中，所述能量源(12)为压电元件。
6.一种用于电感同步开关收集的转换器，所述转换器包括根据权利要求1所述的整流器电路(600)。
7.一种对由能量源产生的电流进行整流的方法，所述方法包括以下步骤：
将所述电流施加于包括整流电桥和储能元件的第一电路，并且使得所述整流电桥将所述电流沿着与所述电流的第一电流流动方向相关联的第一整流路径传导到所述整流电桥的输出；
在与所述电流相关联的感测信号中检测第一特定图案；
响应于检测所述第一特定图案，将所述整流电桥的第一可控开关元件从非导通状态切换为导通状态，使得所述电流在所述整流电桥内沿着第一反转路径或第二反转路径进行传导，所述第一反转路径或所述第二反转路径使包括所述储能元件和所述能量源的第二电路发生短路且绕过所述整流电桥的输出；以及
响应于电流流动方向从所述第一电流流动方向到第二电流流动方向的改变，使得所述整流电桥将所述电流沿着与所述第二电流流动方向相关联的第二整流路径传导到所述整流电桥的输出，
其中，所述整流电桥包括并联连接在第一电桥输入端子与第二电桥输入端子之间的两个电桥分支，其中，所述两个电桥分支中的第一电桥分支包括所述第一反转路径，并且所述两个电桥分支中的第二电桥分支包括所述第二反转路径，并且
其中所述感测信号中的所述特定图案包括由所述能量源生成的到达正峰值或负峰值的电压(v1)。
8.根据权利要求7所述的方法，其中，所述整流电桥包括第二可控开关元件、第三可控开关元件和第四可控开关元件，并且其中，所述方法还包括响应于所述感测信号中的特定图案，单独地控制第一、第二、第三和第四可控开关元件。
9.根据权利要求7所述的方法，其中，所述感测信号是基于所述能量源的两个输入端子之间的电压。
10.一种整流器电路(600)，包括：
一对输入端子(614，616)；
一对输出端子(654，656)；
第一电路(601)，互相连接所述一对输入端子(614，616)，所述第一电路(601)包括储能元件(34)和整流电桥(642)，其中，所述整流电桥(642)每个电桥分支包括至少一个可控开关元件(645，647)，其中，所述整流电桥(642)的输出供应所述一对输出端子(654，656)，并且其中，每个电桥分支的至少一个可控开关元件(645，647)被配置为提供经由所述整流电桥(642)的临时导通路径，所述临时导通路径绕过所述一对输出端子(654，656)，并且所述临时导通路径使储能元件(34)与能够连接到所述一对输入端子(614，616)的能量源(12)的串联连接发生短路，
其中，所述储能元件(34)和所述整流电桥(642)串联连接，
其中，每个电桥分支包括二极管组件(646，648)及所述至少一个可控开关元件(645，647)，并且
其中，响应于所述能量源(12)生成的电压(v1)到达正峰值或负峰值，所述储能元件(34)配置为在所述储能元件(34)和所述能量源(12)的所述串联连接经由所述整流电桥(642)发生短路时并联连接到所述能量源(12)。
11.根据权利要求10所述的整流器电路(600)，还包括控制器(631)，所述控制器(631)被配置为基于指示所述能量源(12)的状态的感测信号为每个电桥分支的所述至少一个可控开关元件(645，647)产生至少一个控制信号(vc)。
12.根据权利要求11所述的整流器电路(600)，其中所述控制器(631)被配置为当在所述感测信号中检测到峰值时使所述至少一个可控开关元件(645，647)在导通状态和非导通状态之间切换。
13.根据权利要求10所述的整流器电路(600)，其中，所述储能元件(34)与所述能量源(12)一起形成谐振电路，同时所述储能元件(34)和所述能量源(12)的串联连接经由所述整流电桥(642)发生短路。
14.根据权利要求10所述的整流器电路(600)，其中，所述能量源(12)为压电元件。
15.一种对由能量源产生的电流进行整流的方法，所述方法包括以下步骤：
将所述电流施加于包括整流电桥和储能元件的第一电路，并且使得所述整流电桥将所述电流沿着与所述电流的第一电流流动方向相关联的第一整流路径传导到所述整流电桥的输出；
在基于所述电流确定的感测信号中检测第一特定图案；
响应于检测到所述第一特定图案，将所述整流电桥的可控开关元件从非导通状态切换为导通状态，使得所述电流在所述整流电桥内沿着第一反转路径或第二反转路径进行传导，所述第一反转路径或所述第二反转路径使所述储能元件和所述能量源的串联连接发生短路，其中所述第一反转路径或所述第二反转路径绕过所述整流电桥的输出；以及
响应于电流流动方向从所述第一电流流动方向到第二电流流动方向的改变，使得所述整流电桥将所述电流沿着与所述第二电流流动方向相关联的第二整流路径传导到所述整流电桥的输出，
其中，所述整流电桥包括并联连接在第一电桥输入端子与第二电桥输入端子之间的两个电桥分支，其中，所述两个电桥分支中的第一电桥分支包括所述第一反转路径，并且所述两个电桥分支中的第二电桥分支包括所述第二反转路径，并且
其中所述感测信号中所述特定图案包括由所述能量源(12)生成的到达正峰值或负峰值的电压(v1)。
16.一种整流器电路(600)，包括：
一对输入端子(614，616)；
一对输出端子(654，656)；
第一电路(601)，互相连接所述一对输入端子(614，616)，其中，所述第一电路(601)包括储能元件(34)和整流电桥(642)，其中，所述整流电桥(642)包括在所述整流电桥的第一AC侧端子和第二AC侧端子与每个电桥分支的至少一个可控开关元件(645，647)之间的并联电桥分支，其中，所述整流电桥(642)的输出供应所述一对输出端子(654，656)；
其中，每个电桥分支的至少一个可控开关元件(645，647)被配置为接收控制信号，并且响应于所述控制信号的特定状态，采用用于提供经由包括所述可控开关元件(645，647)的所述整流电桥(642)的并联电桥分支之一的临时导通路径的导通状态，所述临时导通路径绕过所述一对输出端子(654，656)且使所述储能元件(34)与能够连接到所述一对输入端子(614，616)的能量源(12)的串联连接发生短路，
其中，所述储能元件(34)和所述整流电桥(642)串联连接，
其中，每个电桥分支包括二极管组件(646，648)及所述至少一个可控开关元件(645，647)，并且
其中，响应于所述能量源(12)生成的电压(v1)到达正峰值或负峰值，所述储能元件(34)配置为在所述储能元件(34)和所述能量源(12)的所述串联连接经由所述整流电桥(642)发生短路时并联连接到所述能量源(12)。
17.根据权利要求16所述的整流器电路(600)，还包括控制器(631)，所述控制器(631)被配置为基于指示所述能量源(12)的状态的感测信号为每个电桥分支的所述至少一个可控开关元件(645，647)产生控制信号(vc)。
18.根据权利要求17所述的整流器电路(600)，其中，所述控制器(631)被配置为当在所述感测信号中检测到峰值时使所述至少一个可控开关元件(645，647)在导通状态和非导通状态之间切换。
19.根据权利要求16所述的整流器电路(600)，其中，所述储能元件(34)与所述能量源(12)一起形成谐振电路，同时所述储能元件(34)和所述能量源(12)的串联连接经由所述整流电桥(642)发生短路。
20.根据权利要求16所述的整流器电路(600)，其中，所述能量源(12)为压电元件。
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