CN104521325A - 具有初级侧电流感测电路的正向转换器 - Google Patents

Abstract

一种用于控制传递至电气负载(例如，LED光源)的功率量的负载控制设备，包括：隔离正向转换器，包括变压器、控制器、以及能操作用于接收表示传导至变压器的初级绕组的初级电流的感测电压的电流感测电路。初级绕组与半导体开关串联耦合，而次级绕组适于操作地耦合至负载。正向转换器包括：感测电阻器，与初级绕组串联耦合，用于产生表示初级电流的感测电压。电流感测电路接收感测电压，并且当半导体开关是导通的时，将感测电压平均化，以便生成表示传导通过负载的负载电流的实部的负载电流控制信号。

Description

具有初级侧电流感测电路的正向转换器

相关申请的交叉引用

本申请要求于2012年7月6日提交的名为LOAD CONTROLDEVICE FOR A LIGHT-EMITTING DIODE LIGHT SOURCE的临时美国专利申请No.61/668,759和于2013年3月15日提交的名为FORWARD CONVERTER HAVING A PRIMARY-SIDE CURRENTSENSE CIRCUIT的美国专利申请No.13/834,153的优先权。

技术领域

本发明涉及用于发光二极管(LED)光源的负载控制设备，并且更特别地，涉及用于控制LED光源的强度的LED驱动器。

背景技术

发光二极管(LED)光源(即，LED光引擎)通常代替或者作为用于传统白炽灯、荧光灯、或者卤素灯等的替换。LED光源可以包括安装在单个结构上并且提供在合适壳体中的多个发光二极管。与白炽灯、荧光灯、或者卤素灯相比，LED光源通常更有效，并且提供更长的操作寿命。为了适当地照明，LED驱动器控制设备(即，LED驱动器)必须耦合在交流(AC)源和LED光源之间，用于调节供应给LED光源的功率。LED驱动器可以将提供给LED光源的电压调节至特定值，将供应给LED光源的电流调节至特定峰值电流值，或者可以调节电流和电压。

LED光源通常被认为经由两种不同控制技术被驱动：电流负载控制技术或电压负载控制技术。被认为用于电流负载控制技术的LED光源的特征还在于额定电流(例如，约350毫安)，通过LED光源的电流的峰值幅度应该被调节到该额定电流，以确保LED光源被照射到合适强度和颜色。相反，被认为用于电压负载控制技术的LED光源的特征在于额定电压(例如，约15伏)，跨越LED光源的电压应该被调节到该额定电压，以确保LED光源的合适操作。通常，被认为用于电压负载控制技术的LED光源中的每串LED包括电流平衡调节元件，以确保每条平行支腿(leg)都具有相同阻抗，使得在每个并行串中流动相同电流。

已知，LED光源的光输出可以被调光。使LED调光的不同方法包括脉宽调制(PWM)技术和恒定电流减小(CCR)技术。脉宽调制调光可以被用于在电流或电压负载控制模式下被控制的LED光源。在脉宽调值调光中，具有变化占空比的脉冲信号被供应给LED光源。如果LED光源正使用电流负载控制技术被控制，则供应给LED光源的峰值电流在脉冲信号的占空比的接通时间期间保持恒定。然而，随着脉冲信号的占空比变化，供应给LED光源的平均电流也变化，由此LED光源的光输出的强度被改变。如果LED光源正使用电压负载控制技术被控制，则供应给LED光源的电压在脉冲信号的占空比的接通时间期间保持恒定，以便实现期望目标电压电平，并且负载电压的占空比改变，以便调节光输出的强度。当LED光源正使用电流负载控制技术被控制时，通常仅使用恒定电流减小调光。在恒定电流减小调光中，电流被连续地提供给LED光源，然而，提供给LED光源的电流的DC幅度被改变，从而调节光输出的强度。在名称均为LOAD CONTROL DEVICE FOR ALIGHT-EMITTING DIODE LIGHT SOURCE的于2010年6月11日提交的共同转让的美国专利申请No.12/813,908和于2012年3月9日提交的美国专利申请No.13/416,741中更详细地描述LED驱动器的实例，其全部公开结合于此作为参考。

另外，一些LED光源包括：正向转换器，用于驱动LED光源，以控制传导通过LED光源的负载电流。正向转换器包括变压器，该变压器具有耦合至至少一个半导体开关的初级绕组以及操作地耦合至LED光源的次级绕组。使得半导体开关是导通的和非导通的，以将初级电流传导通过初级绕组，并且从而将功率传送至变压器的次级绕组。正向转换器通常包括：光耦合器，用于将变压器的次级侧上的反馈信号耦合至变压器的初级侧，使得控制器可以响应于反馈信号控制半导体开关。然而，需要一种能够在不需要光耦合器的情况下，控制通过LED光源的负载电流的幅度的正向转换器。

发明内容

如在此描述的，一种用于控制传递至电气负载的功率量的负载控制设备可以包括：隔离正向转换器，该隔离正向转换器包括变压器、控制器、以及能操作用于接收表示传导到变压器的初级绕组的初级电流的感测电压的电流感测电路。正向转换器能操作用于接收母线电压，并且使负载电流传导通过电气负载。变压器的初级绕组可以与第一半导体开关串联耦合，而次级绕组适于操作地耦合至电气负载。正向转换器可以进一步包括：感测电阻器，该感测电阻器与初级绕组串联耦合，用于产生表示传导通过初级绕组的初级电流的感测电压。控制器可以耦合至正向转换器，用于控制第一半导体开关，以控制传导通过电气负载的负载电流。电流感测电路能操作用于接收感测电压，并且当正向转换器的第一半导体开关是导通的时，将感测电压平均化，以便生成表示负载电流的实部的负载电流控制信号。

在此还描述一种用于控制LED光源的强度的LED驱动器。LED驱动器可以包括：隔离正向转换器、控制器、以及电流感测电路。正向转换器能操作用于接收母线电压，并且使负载电流传导通过电气负载。正向转换器可以包括：变压器，该变压器具有初级绕组和适于操作地耦合至LED光源的次级绕组。正向转换器可以进一步包括：半桥逆变器电路，用于生成通过用于产生跨越初级绕组的初级电压的电容器耦合至变压器的初级绕组的逆变器电压。正向转换器可以进一步包括：感测电阻器，该感测电阻器与初级绕组串联耦合，用于产生表示传导通过初级绕组的初级电流的感测电压。控制器可以耦合至正向转换器，用于控制半桥逆变器电路，以控制传导通过LED光源的负载电流，以将LED光源的强度控制到目标强度。电流感测电路能操作用于接收感测电压，并且当跨越初级绕组的初级电压的幅度为正并且大于约零伏时，将感测电压平均化，以便生成表示负载电流的实部的负载电流控制信号。

另外，如在此描述的，一种用于控制从输入电压传递至电气负载的功率量的正向转换器可以包括：(1)变压器，该变压器具有初级绕组和适于操作地耦合至电气负载的次级绕组；(2)半桥逆变器电路，该半桥逆变器电路包括跨越输入电压串联耦合的第一半导体开关和第二半导体开关，用于在两个晶体管的接合点处生成逆变器电压；(3)电容器，该电容器耦合在逆变器电路的两个半导体开关的接合点处和变压器的初级绕组之间，使得产生跨越初级绕组的初级电压，当半导体开关中的任一个是导通的时，变压器能操作用于将功率传送至次级绕组；(4)控制器，该控制器耦合至半桥逆变器电路，用于控制第一半导体开关和第二半导体开关，以控制传导通过电气负载的负载电流；(5)感测电阻器，该感测电阻器与初级绕组串联耦合，用于产生表示传导通过初级绕组的初级电流的感测电压；以及(6)电流感测电路，该电流感测电路能操作用于接收感测电压，并且当半桥逆变器电路的第一半导体开关是导通的时，将感测电压平均化，以便生成表示负载电流的实部的负载电流控制信号。

本发明的其他特征和优点将从参考附图的本发明的以下说明变得明显。

附图说明

图1是用于控制LED光源的强度的发光二极管(LED)驱动器的简化框图。

图2是LED驱动器的隔离正向转换器和电流感测电路的简化示意图。

图3是图示正向转换器的能量存储电感器的磁芯组的示例视图。

图4示出图示当LED光源的强度接近高端强度时的电流感测电路的正向转换器的操作的示例波形。

图5示出当LED光源的强度接近低端强度时的正向转换器和电流感测电路的操作的示例波形。

图6是在LED驱动器的偏移时间和目标强度之间的关系的示例曲线图。

图7是由LED驱动器的控制器周期性地执行的控制过程的简化流程图。

图8是在LED驱动器的偏移时间和目标强度之间的关系的示例曲线图。

图9示出当LED驱动器的目标电流处于稳态值时的传导通过LED光源的负载电流的示例波形。

图10示出当LED驱动器的目标电流关于时间增加时的传导通过LED光源的负载电流的示例波形。

图10示出LED驱动器的斜坡信号和当斜坡信号被添加至目标电流时的传导通过LED光源的负载电流的示例波形。

具体实施方式

当结合附图读取时，以上概述以及优选实施例的以下详细说明将被更好地理解。为了说明本发明的目的，在附图中示出当前优选的实施例，其中，相同数字贯穿附图的多个视图表示相同部件，然而，将理解，本发明不限于所公开的具体方法和手段。

图1是用于控制LED光源102(例如，LED光引擎)的强度的发光二极管(LED)驱动器100的简化框图。LED光源102被示出为串联连接的多个LED，但是根据特定发光系统，可以包括单个LED或者并联连接的多个LED或者其合适组合。另外，LED光源102可以可替换地包括一个或多个有机发光二极管(OLED)。LED驱动器100包括适于耦合至交流(AC)电源(未示出)的热端H和中性端。

LED驱动器100包括用于最小化在AC干线上提供的噪声的射频(RFI)滤波器电路110和用于生成已整流电压V_RECT的整流器电路120。LED驱动器100进一步包括升压转换器130，升压转换器130接收已整流电压V_RECT，并且生成跨越母线电容器C_BUS的升压直流(DC)母线电压V_BUS。升压转换器130可以可替换地包括用于生成合适母线电压的任何合适功率转换器电路，诸如，例如，回扫转换器、单端初级电感转换器(SEPIC)、Cuk转换器、或其他合适功率转换器电路。升压转换器120还可以作为功率因数校正(PEC)电路操作，以朝向为1的功率因数调节LED驱动器100的功率因数。LED驱动器100还包括隔离半桥正向转换器140，隔离半桥正向转换器140接收母线电压V_BUS并且控制传递至LED光源102的功率量，以便在低端(即，最小)强度L_LE(例如，约1-5％)和高端(即，最大)强度L_HE(例如，约100％)之间控制LED光源的强度。

LED驱动器100进一步包括控制电路，例如，控制器150，用于控制升压转换器130和正向转换器140的操作。控制器150可以包括例如数字控制器或任何其他合适处理设备，诸如，例如，微型控制器、可编程逻辑器件(PLD)、微型处理器、专用集成电路(ASIC)、或现场可编程门阵列(FPGA)。控制器150生成被提供给升压转换器130的母线电压控制信号V_BUS-CNTL，用于调节母线电压V_BUS的幅度。控制器150从升压转换器130接收母线电压反馈控制信号V_BUS-FB，拐该信号表示母线电压V_BUS的幅度。

控制器150还生成被提供给正向转换器140的驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2，用于调节跨越LED光源102生成的负载电压V_LOAD的幅度和传导通过LED光源的负载电流I_LOAD的幅度，从而将LED光源的强度控制到目标强度L_TRGT。LED驱动器100进一步包括电流感测电路160，电流感测电路160对由正向转换器140生成并且表示负载电流I_LOAD的幅度的感测电压V_SENSE做出响应。电流感测电路160对信号斩波器控制信号V_CHOP(其从控制器150被接收)做出响应，并且生成负载电流反馈信号V_I-LOAD(其是表示负载电流I_LOAD的幅度的DC电压)。控制器150从电流感测电路160接收负载电流反馈信号V_I-LOAD，并且控制驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2，以将负载电流I_LOAD的幅度调节至目标负载电流I_TRGT，从而将LED光源102的强度控制到目标强度L_TRGT。可以在最小负载电流I_MIN和最大负载电流I_MAX之间调节目标负载电流I_TRGT。

控制器150耦合至用于存储LED驱动器100的操作特征(例如，目标强度L_TRGT、低端强度L_LE、高端强度L_HE等)的存储器170。LED驱动器100还可以包括通信电路180，通信电路180可以耦合至例如有线通信链路或者无线通信链路，诸如，射频(RF)通信链路或者红外线(IR)通信链路。控制器150能操作用于响应于经由通信电路180接收的数字消息而更新LED光源102的目标强度L_TRGT或者存储在170中的操作特征。可替换地，LED驱动器100能操作用于从调光器开关接收相位控制信号，用于确定用于LED光源102的目标强度L_TRGT。LED驱动器100进一步包括电源190，电源190接收已整流电压V_RECT并且生成用于给LED驱动器的电路供电的直流(DC)电源电压V_CC。

图2是正向转换器240和电流感测电路260的简化示意图，例如，图1中所示的LED驱动器100的正向转换器140和电流感测电路160。正向转换器240包括半桥逆变器电路，该半桥逆变器电路具有用于从母线电压V_BUS生成高频逆变器电压V_INV的两个场效应晶体管(FET)Q210、Q212。响应于从控制器(例如，控制器150)接收的驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2，使FET Q210、Q212是导通的和非导通的。驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2经由栅极驱动电路214(例如，部件编号L6382DTR，由ST Microelectronics制造)耦合至各自FET Q210、Q212的栅极。控制器以恒定操作频率f_OP(例如，约60-65kHz)并且从而恒定操作周期T_OP，生成逆变器电压V_INV。然而，可以在特定操作条件下调节操作频率f_OP。控制器调节逆变器电压V_INV的占空比DC，以调节负载电流I_LOAD的幅度并且从而调节LED光源202的强度。正向转换器240的特征在于接通时间T_TURN-ON以及断开时间T_TURN-OFF，接通时间T_TURN-ON从当驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2被驱动为高开始，直到使各个FET Q210、Q212是导通的为止，断开时间T_TURN-OFF从当驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2被驱动为低，直到使各个FET Q210、Q212是非导通的为止。

逆变器电压V_INV通过DC-隔离电容器C216(例如，具有约0.047μF的电容)耦合至变压器220的初级绕组，使得生成跨越初级绕组的初级电压V_PRI。变压器220的特征在于约115:29的匝比n_TURNS(即，N₁/N₂)。生成跨越感测电阻器R222的感测电压V_SENSE，感测电阻器R222与变压器220的初级绕组串联耦合。FET Q210、Q212和变压器220的初级绕组的特征在于寄生电容C_P1、C_P2、C_P3。

变压器220的次级绕组生成次级电压，其耦合至全波二极管整流器桥224的AC端子，用于对生成的跨越次级绕组的次级电压整流。整流器桥224的正DC端子通过输出能量存储电感器L226(例如，具有约10mH的电感)耦合至LED光源202，使得生成输出电容器C228(例如，具有约3μF的电容)的负载电压V_LOAD。

图3是图示能量存储电感器(例如，图2中所示的正向转换器240的输出能量存储电感器L226)的磁芯组290的示例视图。磁芯组290包括两个E-芯292A、292B，并且可以包括部件编号PC40EE16-Z，由TDK公司制造。E-芯292A具有各自外支腿294A、294B和内支腿296A、296B。每个内支腿296A、296B都可以具有宽度w_LEG(例如，约4mm)。第一E-芯292A的内支腿296A具有部分间隙298A(即，磁芯组290部分有缺口)，使得内支腿296A、296B分离间隙距离d_GAP(例如，约0.5mm)。部分间隙298A可以延伸间隙宽度w_GAP，例如，约2.8mm，使得间隙延伸内支腿296A的支腿宽度w_LEG的约70％。可替换地，内支腿296A、296B可以包括部分间隙。图3中所示的部分有缺口磁芯组290允许图2中所示的正向转换器240的输出能量存储电感器L226在低负载条件(例如，接近低端强度L_LE)下保持连续电流。

图4示出图示例如图2中所示的正向转换器240和电流感测电路260的正向转换器和电流感测电路的操作的示例波形。控制器驱动各自驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2高达约电源电压V_CC，以在不同时间使各个FET Q210、Q212在接通时间T_ON内是导通的(即，FET Q210、Q212在相同时间是非导通的)。当高侧FET Q210是导通的时，变压器220的初级绕组通过电容器C216和感测电阻器R222将初级电流I_PRI传导到电路公共端。紧接在使高侧FET Q210是导通的(在图4中的时间t₁处)之后，由于变压器220的寄生电容C_P3导致初级电流I_PRI传导电流的短高幅度脉冲，如图4中所示。虽然高侧FET Q210是导通的，但是电容器C216充电，使得形成跨越电容器的具有母线电压V_BUS的幅度的约一半的幅度的电压。从而，跨越变压器220的初级绕组的初级电压V_PRI的幅度约等于母线电压V_BUS的幅度的约一半。当低侧FET Q212是导通的时，变压器220的初级绕组在相反方向上传导初级电流I_PRI，并且电容器216跨越初级绕组被耦合，使得初级电压V_PRI具有负极性，其中幅度等于母线电压V_BUS的幅度的约一半。

当高侧和低侧FET Q210、Q212中的一个是导通的时，由输出电感器L226传导的输出电感器电流I_L的幅度和跨越LED光源202的负载电压V_LOAD的幅度关于时间增加。初级电流I_PRI的幅度也关于时间增加，同时FET Q210、Q212是导通的(在初始电流尖脉冲之后)。当FETQ210、Q212是非导通的时，输出电感器电流I_L和负载电压V_LOAD的幅度关于时间减小。输出电感器电流I_L的特征在于如图4中所示的峰值幅度I_L-PK和平均幅度I_L-AVG。控制器增加和减少驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2的接通时间T_ON(和逆变器电压V_INV的占空比DC)，以分别增加和减少输出电感器电流I_L的平均幅度I_L-AVG，并且从而分别增加和减少LED光源102的强度。

当使FET Q210、Q212是非导通的时，初级电流I_PRI的幅度朝向零安培下降(例如，当使高侧FET Q210是非导通的时，如在图4中的时间t₂处所示)。然而，由于变压器的磁化电感L_MAG，导致电流可以继续流过变压器220的初级绕组(其传导磁化电流I_MAG)。另外，当LED光源102的目标强度L_TRGT接近低端强度L_LE时，在由于FET的寄生电容C_P1、C_P2、变压器220的初级绕组的寄生电容C_P3、以及诸如安装正向转换器240的印刷电路板的寄生电容的电路的任何其他寄生电容，导致使FET Q210、Q212中的任一个是非导通的之后，初级电流I_PRI的幅度振荡。

初级电流I_PRI的实部表示次级电流I_SEC的幅度并且从而LED光源202的强度。然而，磁化电流I_MAG(即，初级电流I_PRI的虚部)还流过感测电阻器R222。当高侧FET Q210是导通的时，磁化电流I_MAG从负极性改变为正极性，当低侧FET Q212是导通的时，从正极性改变为负极性，并且当初级电压V_PRI的幅度是零伏时，保持恒定，如图4中所示。磁化电流I_MAG具有由以下等式限定的最大幅度：

$I_{\mathrm{MAG}-\mathrm{MAX}}=\frac{V_{\mathrm{BUS}}\·T_{\mathrm{HC}}}{4\·L_{\mathrm{MAG}}}.$        (等式1)

其中，T_HC是逆变器电压V_INV的半周期，即，T_HC＝T_OP/2。如图4中所示，区域250、252基本相等，使得当初级电压V_PRI的幅度大于约零伏时，磁化电流I_MAG的幅度的平均值。

在逆变器电压V_INV的正循环内，即，当高侧FET Q210是导通的时，电流感测电路260将初级电流I_PRI平均化。由电流感测电路260生成的负载电流反馈信号V_I-LOAD具有DC幅度，当高侧FET Q210是导通的时，DC幅度是初级电流I_PRI的平均值。因为当高侧FET Q210是导通的时，磁化电流I_MAG的幅度的平均值约为零，所以由电流感测电路生成的负载电流反馈信号V_I-LOAD仅表示初级电流I_PRI的实部。

电流感测电路260包括用于产生负载电流反馈信号V_I-LOAD的平均化电路。平均化电路可以包括具有电容器C230(例如，具有约0.066uF的电容)和电阻器R232(例如，具有约3.32kΩ的电阻)的低通滤波器。低通滤波器经由电阻器R234接收感测电压V_SENSE(例如，具有约1kΩ的电阻)。电流感测电路160进一步包括耦合在电阻器R232、R234和电路公共端之间的晶体管Q236(例如，如图2中所示的FET)。晶体管Q236的栅极通过电阻器R238耦合至电路公共端(例如，具有约22kΩ的电阻)，并且从控制器接收信号斩波器控制信号V_CHOP。

当使高侧FET Q210是导通的时，控制器朝向电路公共端驱动信号斩波器控制信号V_CHOP为低，以使晶体管Q236在信号斩波器时间T_CHOP内是非导通的，信号斩波器时间T_CHOP约等于高侧FET Q210的接通时间T_ON，如图4中所示。电容器C230能够通过电阻器R232、R234从感测电压V_SENSE充电，同时信号斩波器控制信号V_CHOP为低，使得负载电流反馈信号V_I-LOAD的幅度是初级电流I_PRI的平均值，并且从而在高侧FET Q210是导通的的时间期间，表示初级电流的实部。当高侧FET Q210是非导通的时，控制器150驱动信号斩波器控制信号V_CHOP为高，以使晶体管Q236是非导通的。从而，由于磁化电流I_MAG和初级电流I_PRI的振荡对负载电流反馈信号V_I-LOAD的幅度的影响被减小或完全消除，所以控制器能够从负载电流反馈信号V_I-LOAD的幅度，准确地确定负载电流I_LOAD的平均幅度。

随着LED光源202的目标强度L_TRGT朝向低端强度L_LE减小(以及驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2的接通时间T_ON变得更小)时，在使FETQ210、Q212是非导通的之后，正向转换器140的寄生(即，FET的寄生电容C_P1、C_P2、变压器220的初级绕组的寄生电容C_P3、以及电路的其他寄生电容)可能导致初级电压V_PRI的幅度朝向零伏缓慢地减小。

图5示出图示当目标强度L_TRGT接近低端强度L_LE时的正向转换器和电流感测电路(例如，正向转换器240和电流感测电路260)的操作的示例波形。初级电压V_PRI的幅度的逐渐减少允许初级绕组继续传导初级电流I_PRI，使得在使FET Q210、Q212是非导通的之后，变压器220继续将功率传递至次级绕组。另外，磁化电流I_MAG的幅度继续增加。从而，当LED光源202的目标强度L_TRGT接近低端强度L_LE时，控制器150将信号斩波器时间T_CHOP(在其期间，信号斩波器控制信号V_CHOP为低)增加了偏移时间T_OS。控制器可以根据LED光源202的目标强度L_TRGT来调节偏移时间T_OS的值，如图6中所示。例如，当如图5中所示，目标强度L_TRGT低于阈值强度L_TH(例如，约10％)时，控制器可以关于目标强度L_TRGT线性地调节偏移时间T_OS的值。

图7是由控制器周期性地执行的控制过程300的简化流程图(例如，图1中所示的LED驱动器100的控制器150和/或控制图2中所示的正向变压器240和电流感测电路260的控制器)。控制器可以在正向转换器240的逆变器电压V_INV的操作周期T_OP，执行控制过程300。首先，在步骤310处，控制器响应于目标强度L_TRGT和负载电流反馈信号V_I-LOAD，确定用于驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2的合适接通时间T_ON。如果在步骤312处，控制器当前控制高侧FET Q210，则在步骤314处，控制器在接通时间T_ON内驱动第一驱动控制信号V_DRIVE1高达约电源电压V_CC。如果在步骤316处，目标强度L_TRGT大于或等于阈值强度L_TH，则在步骤318处，控制器150将信号斩波器时间T_CHOP设置为等于接通时间T_ON。如果在步骤316处，目标强度L_TRGT小于阈值强度L_TH，则在步骤320处，控制器响应于目标强度L_TRGT确定偏移时间T_OS(例如，使用图6中所示的关系)，并且在步骤322处，将信号斩波器时间T_CHOP设置为等于接通时间T_ON和偏移时间T_OS的总和。

接下来，在步骤324处，控制器在信号斩波器时间T_CHOP内，朝向电路公共端驱动信号斩波器控制信号V_CHOP为低。然后，在步骤326处，控制器对平均负载电流反馈信号V_I-LOAD采样，并且在步骤328处，例如使用以下等式，使用采样值来计算负载电流I_LOAD的幅度：

$I_{\mathrm{LOAD}}=\frac{n_{\mathrm{TURNS}}\·V_{I-\mathrm{LOAD}}\·T_{\mathrm{HC}}}{R_{\mathrm{SENSE}}\·(T_{\mathrm{CHOP}}-T_{\mathrm{DELAY}})},$   (等式2)

其中，T_DELAY是由于FET Q210、Q212的接通时间和断开时间导致的总延迟时间，例如，T_DELAY＝T_TURN-ON-T_TURN-OFF，其可以等于约200μsec。最后，在已经计算负载电流I_LOAD的幅度之后，控制过程300退出。如果在步骤312处，控制器当前控制低侧FET Q210，则在步骤330处，控制器在接通时间T_ON内，驱动第二驱动控制信号V_DRIVE2高达约电源电压V_CC，并且在控制器不驱动信号斩波器控制信号V_CHOP为低的情况下，控制过程300退出。

可替换地，控制器可以使用不同关系以贯穿LED光源的整个调光范围(即，从低端强度L_LE到高端强度L_HE)确定偏移时间T_OS，如图8中所示。例如，控制器可以使用以下等式：

$T_{\mathrm{OS}}=\frac{\frac{V_{\mathrm{BUS}}}{4}\·C_{\mathrm{PARASITIC}}}{\frac{T_{\mathrm{ON}}+T_{\mathrm{OS}-\mathrm{PREV}}}{T_{\mathrm{HC}}}\·I_{\mathrm{MAG}-\mathrm{MAX}}+\frac{K_{\mathrm{PIPPLE}}}{n_{\mathrm{TURNS}}}\·I_{\mathrm{LOAD}}},$ (等式3)

其中，T_OS-PREV是偏移时间的先前值，K_RIPPLE是输出电感器电流I_L的动态脉动系数(其是负载电流I_LOAD的函数)，即，

K_RIPPLE＝I_L-PK/I_L-AVG，          (等式4)

并且C_PARASITIC是FET Q210、Q212的接合点处和电路公共端之间的总寄生电容。

如前所述，控制器增加和减少用于控制正向转换器140的FETQ210、Q212的驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2的接通时间T_ON，以分别增加和减小LED光源的强度。由于硬件限制，控制器能操作用于将驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2的接通时间T_ON调节最小时间步幅T_STEP，这导致负载电流I_LOAD中的对应步幅I_STEP。接近高端强度L_HE，负载电流I_LOAD中的该步幅I_STEP可以非常大(例如，约70mA)。由于期望将负载电流I_LOAD调节较小量，所以控制器能操作用于使驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2的接通时间T_ON“抖动”，例如，在两个值之间改变接通时间，其导致负载电流的幅度被控制到目标电流I_TRGT中的任一侧上的DC电流。

图9示出传导通过LED光源(例如，负载电流I_LOAD)的负载电流的示例波形。例如，当目标电流I_TRGT处于约390mA的稳态值时，图9中所示的负载电流I_LOAD可以传导通过LED光源。控制器(例如，如图1中所示的LED驱动器100的控制器150和/或控制图2中所示的正向转换器240和电流感测电路260的控制器)可以控制正向转换器(例如，正向转换器140、240)，以将图9中所示的负载电流I_LOAD传导通过LED光源。控制器调节驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2的接通时间T_ON，以将负载电流I_LOAD的幅度控制到分离了步幅I_STEP(例如，分别约350mA和420mA)的两个DC电流I_L-1、I_L-2之间。负载电流I_LOAD的特征在于抖动频率f_DITHER(例如，约2kHz)和抖动周期T_DITHER，如图9中所示。例如，负载电流I_LOAD的占空比DC_DITHER可以约为57％，使得负载电流I_LOAD的平均幅度约等于目标电流I_TRGT(例如，图9的实例为390mA)。

图10示出当目标电流I_TRGT关于时间增加时的负载电流I_LOAD的示例波形。如图10中所示，控制器150能够调节驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2的接通时间T_ON，以将负载电流I_LOAD的幅度控制到分离了步幅I_STEP的两个DC电流I_L-1、I_L-2之间。随着目标电流I_TRGT增加，负载电流I_LOAD的占空比DC_DITHER增加。在某个点处，控制器能够控制驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2的接通时间T_ON，以在不使接通时间抖动的情况下，实现期望目标电流I_TRGT，从而得到负载电流I_LOAD的恒定部分400。随着目标电流I_TRGT在恒定部分400之后继续增加，控制器能够控制驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2的接通时间T_ON，以使负载电流I_LOAD的幅度在DC电流I_L-2和较大DC电流I_L-3之间抖动。

然而，图10中所示的负载电流I_LOAD的恒定部分400可能导致人眼在调节LED光源的强度时检测到可见步幅。从而，当控制器积极地调节LED光源的强度时，控制器能操作用于将周期补充信号(例如，斜坡信号I_RAMP或锯齿波形)添加至目标电流I_TRGT。图11示出斜坡信号I_RAMP和当谐波信号被添加至目标电流I_TRGT时所得到的负载电流I_LOAD的示例性波形。注意，这些波形不按比例，并且斜坡信号I_RAMP是数字波形。斜坡信号I_RAMP的特征在于斜坡频率f_RAMP(例如，约238Hz)和斜坡周期T_RAMP。斜坡信号I_RAMP可以具有例如约150mA的最大斜坡信号幅度I_RAMP-MAX。斜坡信号I_RAMP可以跨越斜坡周期T_RAMP的长度，以例如约35步幅关于时间增加。当控制器将斜坡信号I_RAMP添加至目标电流I_TRGT，以控制驱动控制信号V_DRIVE1、V_DRIVE2的接通时间T_ON时，所得到的负载电流I_LOAD具有变化幅度，如图11中所示。结果，随着控制器积极地调节LED光源的强度，LED光源的强度的可见步幅的人眼感知被减小。

当目标电流I_TRGT返回到稳态值时，控制器可以停止将斜坡信号I_RAMP添加至目标电流I_TRGT。例如，在目标电流I_TRGT达到稳态值之后，控制器可以跨越一时间周期从最大斜坡信号幅度I_RAMP-MAX到零减小斜坡信号I_RAMP的幅度。

虽然图11示出被添加至目标电流I_TRGT的斜坡信号I_RAMP(即，锯齿波形)，但是可以使用其他周期性波形。

虽然已经关于特定实施例描述了本发明，但是很多其他改变和修改以及其他使用对于本领域技术人员将变得明显。从而，优选地，本发明不由在此的具体公开限制，而是仅由所附权利要求限制。

Claims (28)

1.一种用于控制传递至电气负载的功率量的负载控制设备，所述负载控制设备包括：

隔离正向转换器，所述隔离正向转换器能操作用于接收母线电压，并且将负载电流传导通过所述电气负载，所述正向转换器包括变压器，所述变压器具有与第一半导体开关串联耦合的初级绕组和适于能操作用于耦合至所述电气负载的次级绕组，所述正向转换器进一步包括感测电阻器，所述感测电阻器与所述初级绕组串联耦合，用于产生感测电压，所述感测电压表示传导通过所述初级绕组的初级电流；

控制器，所述控制器耦合至所述正向转换器，用于控制所述第一半导体开关，以控制传导通过所述电气负载的负载电流；以及

电流感测电路，所述电流感测电路能操作用于接收所述感测电压，并且当所述正向转换器的所述第一半导体开关是导通的时，将所述感测电压平均化，以便生成负载电流控制信号，所述负载电流控制信号表示所述负载电流的实部。

2.根据权利要求1所述的负载控制设备，其中，所述电流感测电路包括：平均化电路，用于当所述正向转换器的所述第一半导体开关是导通的时，将所述感测电压平均化，使得所述负载电流控制信号表示所述负载电流的所述实部。

3.根据权利要求2所述的负载控制设备，其中，所述正向转换器包括半桥逆变器，所述半桥逆变器包括跨越所述母线电压串联耦合的所述第一半导体开关和第二半导体开关，用于在所述两个晶体管的接合点处生成逆变器电压，所述两个半导体开关的所述接合点通过电容器耦合至所述变压器的所述初级绕组，使得跨越所述初级绕组的初级电压在所述第一半导体开关是导通的时具有正极性，并且在所述第二半导体开关是导通的时具有负极性，所述变压器能操作用于当所述半导体开关中的任一个是导通的时，将功率传送到次级绕组。

4.根据权利要求3所述的负载控制设备，其中，所述电流感测电路包括第三半导体开关，用于使所述感测电压从所述平均化电路断开，所述控制器能操作用于使所述第三半导体开关是导通的和非导通的，使得当所述正向转换器的所述第一半导体开关是导通的时，所述感测电压耦合至所述平均化电路。

5.根据权利要求4所述的负载控制设备，其中，所述控制器使所述第一半导体开关在接通时间内是导通的，并且控制所述第三半导体开关，使得所述感测电压在所述接通时间内耦合至所述平均化电路。

6.根据权利要求4所述的负载控制设备，其中，所述控制器使所述第一半导体开关在接通时间内是导通的，并且控制所述第三半导体开关，使得所述感测电压在所述接通时间加上当将被传递至所述电气负载的目标功率量大于阈值量时的附加时间量内，耦合至所述平均化电路。

7.根据权利要求4所述的负载控制设备，其中，所述感测电压通过两个串联连接电阻器耦合至所述平均化电路，所述第三半导体开关耦合在所述两个电阻器的接合点和电路公共端之间，使得当所述第三半导体开关是非导通的时，所述感测电压耦合至所述平均化电路。

8.根据权利要求2所述的负载控制设备，其中，所述平均化电路包括：电容器，跨越所述电容器生成了所述负载电流控制信号。

9.根据权利要求1所述的负载控制设备，其中，所述控制器能操作用于控制所述负载电流的幅度，以将传递至所述电气负载的功率量控制到目标功率量。

10.根据权利要求9所述的负载控制设备，其中，所述电流感测电路能操作用于在当所述正向转换器的所述第一半导体开关是导通的接通时间加上附加时间量内，将所述感测电压平均化，以便生成负载电流控制信号，所述负载电流控制信号表示所述负载电流的实部。

11.根据权利要求10所述的负载控制设备，其中，所述电流感测电路能操作用于，在所述接通时间加上当所述目标功率量大于阈值量时的所述附加时间量内，将所述感测电压平均化。

12.根据权利要求11所述的负载控制设备，其中，所述附加时间量是所述目标功率量的函数。

13.根据权利要求12所述的负载控制设备，其中，随着所述目标功率量减少，所述附加时间量增加。

14.根据权利要求13所述负载控制设备，其中，随着所述目标功率量减少，所述附加时间量线性地增加。

15.一种用于控制LED光源强度的LED驱动器，所述LED驱动器包括：

隔离正向转换器，所述隔离正向转换器能操作用于接收母线电压，并且使负载电流传导通过所述LED光源，所述正向转换器包括变压器，所述变压器具有初级绕组和适于操作地耦合至所述LED光源的次级绕组，所述正向转换器进一步包括：用于生成逆变器电压的半桥逆变器电路，所述半桥逆变器电路通过电容器耦合至所述变压器的所述初级绕组，所述电容器用于产生跨越所述初级绕组的初级电压，所述正向转换器进一步包括感测电阻器，所述感测电阻器与所述初级绕组串联耦合，用于产生感测电压，所述感测电压表示传导通过所述初级绕组的初级电流；

控制器，所述控制器耦合至所述正向转换器，用于控制所述半桥逆变器电路，以控制传导通过所述LED光源的负载电流，以将所述LED光源的所述强度控制到目标强度；以及

电流感测电路，所述电流感测电路能操作用于接收所述感测电压，并且当跨越所述初级绕组的所述初级电压的幅度为正并且大于约零伏时，将所述感测电压平均化，以便生成负载电流控制信号，所述负载电流控制信号表示所述负载电流的实部。

16.根据权利要求15所述的LED驱动器，其中，所述半桥逆变器电路包括：第一半导体开关和第二半导体开关，所述第一半导体开关和第二半导体开关跨越所述母线电压串联耦合，用于在所述两个晶体管的接合点处生成逆变器电压，所述两个半导体开关的所述接合点通过所述电容器耦合至所述变压器的所述初级绕组，所述控制器耦合至所述正向转换器，用于控制所述第一半导体开关和第二半导体开关，使得跨越所述初级绕组的所述初级电压在所述第一半导体开关是导通的时具有正极性，并且在所述第二半导体开关是导通的时具有负极性，当所述半导体开关中的任一个是导通的时，所述变压器能操作用于将功率传送至次级绕组。

17.根据权利要求16所述的LED驱动器，其中，所述电流感测电路包括：平均化电路，用于当所述半桥逆变器电路的所述第一半导体开关是导通的时，将所述感测电压平均化，使得所述负载电流控制信号表示所述负载电流的实部。

18.根据权利要求17所述的LED驱动器，其中，所述电流感测电路包括：第三半导体开关，用于将所述感测电压从所述平均化电路断开，所述控制器能操作用于使所述第三半导体开关是导通的和非导通的，使得当所述半桥逆变器电路的所述第一半导体开关是导通的时，所述感测电压耦合至所述平均化电路。

19.根据权利要求18所述的LED驱动器，其中，所述控制器使所述第一半导体开关在接通时间内是导通的，并且控制所述第三半导体开关，使得在所述接通时间加上当所述目标强度大于阈值强度时的偏移时间内，所述感测电压耦合至所述平均化电路。

20.根据权利要求19所述的LED驱动器，其中，所述偏移时间是所述目标强度的函数。

21.根据权利要求20所述的LED驱动器，其中，随着所述目标强度减小，所述偏移时间增加。

22.根据权利要求21所述的LED驱动器，其中，随着所述目标强度减小，所述偏移时间线性地增加。

23.根据权利要求18所述的LED驱动器，其中，所述控制器使所述第一半导体开关在接通时间内是导通的，并且控制所述第三半导体开关，使得所述感测电压在所述接通时间内耦合至所述平均化电路。

24.一种用于控制从输入电压传递至电气负载的功率量的正向转换器，所述正向转换器包括：

变压器，所述变压器具有初级绕组和适于操作地耦合至所述电气负载的次级绕组；

半桥逆变器电路，所述半桥逆变器电路包括跨越所述输入电压串联耦合的第一半导体开关和第二半导体开关，用于在所述两个晶体管的接合点处生成逆变器电压；

电容器，所述电容器耦合在所述逆变器电路的所述两个半导体开关的所述接合点和所述变压器的所述初级绕组之间，使得跨越所述初级绕组产生初级电压，当所述半导体开关中的任一个是导通的时，所述变压器能操作用于将功率传送至次级绕组；

控制器，所述控制器耦合至所述半桥逆变器电路，用于控制所述第一半导体开关和第二半导体开关，以控制传导通过所述电气负载的负载电流；

感测电阻器，所述感测电阻器与所述初级绕组串联耦合，用于产生感测电压，所述感测电压表示传导通过所述初级绕组的初级电流；以及

电流感测电路，所述电流感测电路能操作用于接收所述感测电压，并且当所述半桥逆变器电路的所述第一半导体开关是导通的时，将所述感测电压平均化，以便生成负载电流控制信号，所述负载电流控制信号表示所述负载电流的实部。

25.根据权利要求24所述的正向转换器，其中，所述电流感测电路包括：平均化电路，用于当所述半桥逆变器电路的所述第一半导体开关是导通的时，将所述感测电压平均化，使得所述负载电流控制信号表示所述负载电流的实部。

26.根据权利要求25所述的正向转换器，其中，所述电流感测电路包括：第三半导体开关，用于使所述感测电压从所述平均化电路断开，所述控制器能操作用于使所述第三半导体开关是导通的和非导通的，使得当所述半桥逆变器电路的所述第一半导体开关是导通的时，所述感测电压耦合至所述平均化电路。

27.根据权利要求26所述的正向转换器，其中，所述控制器使所述第一半导体开关在接通时间内是导通的，并且控制所述第三半导体开关，使得所述感测电压在所述接通时间内耦合至所述平均化电路。

28.根据权利要求26所述的正向转换器，其中，所述控制器使所述第一半导体开关在接通时间内是导通的，并且控制所述第三半导体开关，使得所述感测电压在所述接通时间加上当将被传递至所述电气负载的目标功率量大于阈值量时的偏移时间内，耦合至所述平均化电路。