CN104467430B - 开关电源电路 - Google Patents

Abstract

一种开关电源电路，包括反激变换器电路单元和控制电路单元；反激变换器电路单元包括一变压器、第一开关和采样电阻，第一开关的两端分别连接所述变压器的原边电感绕组的异名端和采样电阻，采样电阻远离第一开关的一端接地；控制电路单元包括非线性变化基准电压提供单元，非线性变化基准电压提供单元提供随第一开关的导通时间的增加而呈非线性增长的基准电压；控制电路单元在时钟信号的触发下控制第一开关导通，在采样电阻非接地端的电压大于基准电压时，控制电路单元控制所述第一开关截止。利用本电路可以产生非线性变化的基准电压Vocp实现过流保护，可以使得最大的输出平均电流不随占空比和输入电压而变化。

Description

开关电源电路

技术领域

本发明涉及开关电源领域，特别是涉及一种开关电源电路。

背景技术

由于反激变换器具有器件少、成本低、电路简单的特点，所以它被广泛地应用在中小功率的交流到直流的开关电源电路中。

如图1所示，反激变换器一般包括一原边绕组Lp和副边绕组Ls极性相反的变压器T1、所述原边绕组Lp所在的支路为输入单元，包括半导体二极管组成的输入整流桥DB1、输入电容Cin、变压器T1的原边绕组和功率开关S1。所述输入电容Cin与所述输入整流桥DB1的输出端并联，所述原边绕组Lp和所述功率开关S1相连，且与输入电容Cin并联。

所述副边绕组Ls所在的支路为输出单元，包括变压器T1的副边绕组Ls、输出二极管D1和输出电容Cout。所述变压器T1的副边绕组Ls和所述输出二极管D1相连，再与所述输出电容Cout并联。所述输出电容Cout与输出负载R并联，输出电流为I_o。

为了实现对最大输出电流I_o的控制，传统的方式中，在原边绕组Lp一侧设置采样电阻Rsen，再由电压比较器Comp1、过流保护基准电压源Vocp、RS比较器和驱动器组成控制电路单元以控制所述输出电流。其中，所述采样电阻Rsen的一端通过功率开关S1与所述原边绕组Lp连接，所述采样电阻Rsen的另一端接地。所述采样电阻Rsen和功率开关S1之间与所述电压比较器Comp1的同相输入端连接，所述电压比较器Comp1的反相输入端连接所述过流保护基准电压源Vocp，所述电压比较器Comp1的输出端与所述RS比较器的R输入端连接，所述RS比较器的S输入端接入时钟信号，所述RS比较器的Q输出端连接驱动器，所述驱动器驱动所述功率开关S1导通或者关闭。

当一个周期的时钟信号Clock到来后，所述RS触发器的S输入端输入高电平，所述功率开关S1导通，所述原边绕组Lp中有电流通过。所述控制电路单元可通过对采样电阻Rsen的电压V_R采样实现对通过原边绕组Lp的电流采样，当采样电阻Rsen的电压V_R超过基准电压V_ocp时，所述电压比较器Comp1的输出高电平至所述RS触发器的R输入端，使得所述RS触发器被强制复位，RS触发器的Q输出端输出变为零，并使得驱动器输出变为低，从而使得功率开关S1关闭。当下一个周期的时钟信号Clock到来后，所述RS触发器的S输入端输入高电平，所述功率开关S1再次开通并重复执行以上动作。

具体的，以下结合图2所示，阐述变压器T1中电流变化情况。

在时钟信号在功率开关S1导通后，在输入单元中，所述变压器T1的原边绕组L_p的电流I_{pk_Np}开始上升；在输出单元中，此时输出二极管D1截止，变压器T1储存能量，副边绕组Ls中电流I_{pk_Ns}为零，负载R由输出电容Cout提供能量。

当功率开关S1截止后，在输入单元中，所述变压器T1的原边绕组Lp的电流I_{pk_Np}为零，原边电感Lp中感应电压反向；在输出单元中，此时输出二极管D1导通，变压器T1中的能量经由输出二极管D1向负载R供电，同时对电容Cout充电，补充刚刚损失的能量，副边绕组Ls中电流I_{pk_Ns}渐渐变小。

直至下一个时钟信号，所述功率开关S1导通，所述变压器T1中原边绕组Lp中电流I_{pk_Np}开始上升，……，后续重复以上变化。

综上可知，通过此变压器T1原边绕组Lp的最大电流I_{pk_Np}的由基准电压V_ocp和采样电阻Rsen的阻值R_sen决定，即I_{pk_Np}=V_ocp/R_sen。

所述反激变换器输出的最大平均电流I_o由以下关系决定：

$\begin{array}{c}{I}_o=\frac{N_p}{N_s}\·\frac{(I_{\mathrm{pk}\_\mathrm{Np}}+I_{\mathrm{valley}\_\mathrm{Np}})}{2}\·(1-D)=\frac{N_p}{N_s}\·\frac{(2\·I_{\mathrm{pk}\_\mathrm{Np}}-\frac{V_{\mathrm{in}\_\mathrm{dc}}}{L}\·D\·T_{\mathrm{sw}})}{2}\·(1-D)\\ =\frac{N_p}{N_s}\·(\frac{V_{\mathrm{ocp}}}{R_{\mathrm{sen}}}-\frac{V_{\mathrm{in}\_\mathrm{dc}}}{2\·L}\·D\·T_{\mathrm{sw}})\·(1-D)\end{array}$

其中，所述N_P为原边绕组Lp的线圈匝数，所述N_S为副边绕组Ls的线圈匝数，所述I_{PK_NP}为流过原边绕组的电流最大值，所述I_{valley_NP}为第一开关开始导通时流过原边绕组的电流最小值，所述D为占空比，所述V_{in_dc}为交流输入电压经过整流桥以后的等效直流电压，所述T_sw为功率开关S1开关周期，所述L为电感量，所述V_ocp为基准电压，所述R_sen为采样电阻的电阻值。

由此可知，反激变换器输出的最大平均电流不仅由变压器原边电流的最大值决定，而且由占空比D、输入电压和电感量L决定。所以这种设计的缺陷是，当输入电压变化范围较宽时，且输出功率超过额定负载功率时其输出的最大平均电流随输入电压变化较大，很难做到对电路器件的安全保护。

发明内容

基于此，有必要为了解决最大的平均电流Io会受输入电压变化和占空比的影响的问题，提供一种开关电源电路，包括反激变换器电路单元和控制电路单元；

所述反激变换器电路单元包括一变压器、第一开关和采样电阻，所述变压器包括原边绕组和副边绕组，所述第一开关的两端分别连接所述原边绕组的异名端和采样电阻，所述采样电阻远离所述第一开关的一端接地；

所述控制电路单元包括非线性变化基准电压提供单元，所述非线性变化基准电压提供单元提供随所述第一开关的导通时间的增加而呈非线性增长的基准电压；所述控制电路单元在时钟信号的触发下控制所述第一开关导通，在所述采样电阻非接地端的电压大于所述基准电压时，所述控制电路单元控制所述第一开关截止。

在一个实施例中，所述控制电路单元还包括电压比较器和RS触发器；

所述电压比较器的同相输入端连接所述采样电阻非接地端，所述电压比较器的反相输入端连接所述非线性变化基准电压提供单元；

所述RS触发器的R输入端连接所述电压比较器的输出端，所述RS触发器的S输入端接入时钟信号，所述RS触发器的Q输出端控制所述第一开关导通或截止。

在一个实施例中，所述RS触发器的非Q输出端控制所述非线性变化基准单元。

在一个实施例中，所述Q输出端通过驱动器驱使所述第一开关导通或者截止。

在一个实施例中，所述非线性变化基准电压提供单元包括压控电流源、第一二极管、第二开关、第三开关、第一电压源和电容；

其中，所述压控电流源的输出端包括第一电流源输出端和第二电流源输出端，所述第一电流源输出端连接分为两条支路，一条支路上连接所述第二开关并接地，另一条支路连接所述第一二极管的阳极，所述第二电流源输出端接地；

所述压控电流源的正输入端连接所述第一二极管的阴极，所述压控电流源的负输入端接地；

所述第一二极管的阴极连接所述电容的一端，所述电容的另一端连接第一电压源的正极，所述第一电压源的负极接地；

所述电容与所述第三开关并联，所述电容的正极对应所述非线性变化基准电路的基准电压输出端；

所述第二开关和第三开关在所述第一开关关段后导通。

在一个实施例中，所述非线性变化基准电压提供单元还包括比例放大器和第二电压源；

所述电容的正极连接所述比例放大器输入端的正极，所述第一电压源的负极连接所述比例放大器输入端的负极；

所述比例放大器输出端的负极连接所述第二电压源的正极，所述比例放大器的输出端的正极提供所述基准电压，所述第二电压源的负极接地。

在一个实施例中，所述反激变换器电路单元还包括电网电压提供端、输入电容和输入整流桥，所述输入整流桥连接在所述电网电压提供端和所述原边电感之间，所述输入电容与所述输入整流桥并联并一端接地。

在一个实施例中，所述电网电压提供端的电压为85V～265V的交流电。

在一个实施例中，所述反激变换器电路单元还包括第二二极管、输出电容和负载，所述第二二极管的阴极连接所述副边绕组的输入端，所述输出电容连接在所述第二二极管的阳极和所述副边绕组的输出端之间，所述负载与所述输出电容并联。

上述开关电源电路中，采用所述非线性变化基准电压提供单元提供随所述第一开关的导通时间的增加而呈非线性增长的基准电压，可以实现最大的平均输出电流不随占空比和输入电压变化的要求。

附图说明

图1为传统技术中一种反激变换器的结构示意图；

图2为反激变换器中变压器中电流变化情况的示意图；

图3为实施例中提供的开关电源电路的示意图；

图4为实施例中非线性变化基准电压提供单元的示意图；

图5为实施例中所述非线性变化基准电压提供单元随第一开关的变化而变化的情况的示意图；

图6为所述非线性变化基准电压随占空比的变化而变化的情况的示意图。

具体实施方式

为了保证最大的平均输出电流I_o不受输入电压变化和占空比的影响,以达到较好保护电路器件的目的，本发明提供了一种新的过流保护的设计方法。

首先，由前面的公式可以推导出理想情况下最大的平均输出电流I_o与基准电压V_ocp的关系：

$V_{\mathrm{ocp}}=(\frac{N_s}{N_p}\·\frac{I_o}{1-D}+\frac{V_{\mathrm{in}\_\mathrm{dc}}}{2\·L}\·D\·T_{\mathrm{sw}})\·R_{\mathrm{sen}}=(\frac{N_s}{N_p}\·\frac{I_o}{1-D}+\mathrm{\Δ}{I}_L)\·R_{\mathrm{sen}}$

其次，在实际的电路设计中，纹波电流的大小一般是按照最大输出电流的一定比例选取的，即：

ΔI_L＝k·I_o

所以，最大的平均输出电流Io与基准电压V_ocp的关系可以演变为：

$V_{\mathrm{ocp}}=(\frac{N_s}{N_p}\·\frac{I_o}{1-D}+\mathrm{\Δ}{I}_L)\·R_{\mathrm{sen}}=(\frac{N_s}{N_p}\·\frac{I_o}{1-D}+k\·I_o)\·R_{\mathrm{sen}}=\frac{a}{1-D}+b\·I_o$

其中，系数a和b为：b＝k·I_o·R_sen

由此可知，实现最大的平均输出电流I_o不受输入电压变化和占空比的影响的过流基准需要是一个随占空比非线性变化的基准电压。

由此，本发明提出了利用变化的基准电压替代传统的固定基准电压的想法，并且提出了一种非线性变化基准电压提供单元，以产生随占空比非线性变化的基准电压替代传统的方式中恒定的过流保护基准。

为使本发明的目的、特征和优点能够更为明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细介绍。

图3所示为本实施例中提供的开关电源电路，所述开关电源电路包括反激变换器电路单元和控制电路单元；其中，所述反激变换器单元一般包括一变压器T1，所述变压器T1的原边绕组Lp和副边绕组Ls极性相反。所述原边绕组Lp所在的支路为输入单元，所述副边绕组Ls所在的支路为输出单元。所述控制电路单元包括非线性变化基准电压提供单元、电压比较器Comp1、RS触发器和驱动器。

本实施例中，所述反激变换器的输入单元除了原边绕组Lp，还包括第一开关K1、采样电阻Rsen、电网电压提供端、输入电容Cin和输入整流桥DB1，所述第一开关K1的两端分别与所述原边绕组Lp和采样电阻Rsen相连，所述采样电阻Rsen远离所述第一开关K1的一端接地。所述输入整流桥DB1连接在所述电网电压提供端和所述原边绕组Lp之间，所述输入电容Cin与所述输入整流桥DB1并联并接地。所述电网电压提供的电压为85V～265V的交流电。

所述反激变换器电路单元的输出单元除了所述副边绕组Ls，还包括一第二二极管D1、输出电容Cout和负载R，所述第二二极管D1的输出端连接所述副边绕组的输入端，所述输出电容连接在所述第二二极管D1的输入端和所述副边绕组Ls的输出端之间，所述负载R与所述输出电容Cout并联。

所述非线性变化基准电压提供单元Vocp提供非线性变化的基准电压V_ocp。

所述电压比较器Comp1的同相输入端和反相输入端分别与所述采样电阻Rsen非接地端和所述非线性变化基准电压提供单元Vocp连接，以比较所述采样电阻Rsen非接地端的电压V_R和所述非线性变化的基准电压V_ocp。

所述RS触发器的R输入端与所述电压比较器的输出端连接，所述RS触发器的S输入端和时钟信号Clock连接，所述RS触发器的Q输出端连接所述驱动器，以控制所述第一开关K1导通或截止。所述RS触发器的非Q输出端向所述非线性变化基准电压提供单元Vocp提供的信号与所述Q输出端提供的信号相反。

所述RS触发器的非Q输出端提供关断信号Toff给所述非线性变化基准单元。所述关断信号Toff为所述第一开关K1关断状态时，所述RS触发器触发的信号。

具体的，本实施例提供的所述非线性变化基准电压提供单元的结构如图4所示，包括压控电流源Iv、第一二极管D、第二开关K2、第三开关K3、第一电压源Vo、电容C、第二电压源Voff和比例放大器；所述比例放大器的放大比例为n，。

其中，所述压控电流源Iv的输出端包括第一电流源输出端10和第二电流源输出端20，所述第一电流源输出端10连接分为两条支路11和12，一条支路11上连接所述第二开关K2的一端，所述第二开关K2的另一端接地，另一条支路12连接所述第一二极管D的阳极，所述第二电流源输出端接地。

所述第一二极管D的阴极连接所述电容C的一端和连接所述压控电流源Iv的输入端的正极，所述电容C的另一端连接第一电压源Vo的正极，所述第一电压源Vo的负极接地；

所述电容C与所述第三开关K3并联，所述电容C的正极连接所述比例放大器输入端的正极；

所述第一电压源Vo的负极连接所述比例放大器输入端的负极，所述比例放大器输出端的负极连接所述第二电压源Voff的正极，所述第二电压源的负极接地，所述比例放大器的输出端的正极提供所述基准电压。

其中，图5为所述开关电源电路中，所述第二开关K2、第三开关K3、非线性变化基准电压提供单元中所述电容的电压V_c和所述基准电压V_ocp随第一开关K1的变化而变化情况。结合图3至图5所示，详细阐述本实施例提供的开关电源电路的工作过程，包括：

在时钟信号Clock的上升沿触发下，所述RS触发器被触发，从而Q输出端输出导通信号驱动所述驱动器，使得所述第一开关K1导通，在输入单元中，所述变压器T1的原边绕组Lp的电流I_{pk_Np}开始上升；在输出单元中，此时输出二极管D1截止，变压器T1储存能量，副边绕组Ls中电流I_{pk_Ns}为零，负载R由输出电容Cout提供能量。与此同时，所述非Q输出端使所述非线性变化基准电压提供单元中第二开关K2和第二开关K3关闭，所述压控电流源IV的输出端的电流i1经过二极管D，给所述电容C充电，使得电容C的两端形成压降V_c；

当所述原边绕组Lp中的电流上升到所述采样电阻Rsen的电压V_R大于所述非线性变化基准电压提供单元提供的基准电压V_ocp时，所述电压比较器Comp1的输出高电平至所述RS触发器的R输入端，使得所述RS触发器被强制复位，RS触发器的Q输出端输出变为零，并使得驱动器输出变为低，从而使得功率开关S1关闭。与此同时，所述非Q输出端使第二开关K2和第三开关K3导通，所述压控电流源Iv的输出端的电流通过第二开关K2与接地端短路，所述电容C被放电，其中电容放电的电流通过第三开关K3从电容C的正极流至电容的负极，所述电容C两端的电压Vc即渐渐降低。电容C两端的电压V_c与电压源V0的串联作为比例放大器的输入电压V₁，比例放大器的输出与电压源Voff串联，即所述比例放大器的输出电压V₂和V_off之和提供所述基准电压V_ocp。

其中，由电容C充电的电流i1可以得到以下关系：

$i_1=C\·\frac{V_c}{T_{\mathrm{on}}}=C\·\frac{V_c}{D\·T_{\mathrm{sw}}}$

同时电流i1又由压控电流源Iv的输入电压决定：

i₁＝m·(V_c+V₀)

其中，m为所述压控电流源的增益。

由以上关系可以得到电容C两端电压V_c和基准电压V_ocp满足关系：

$V_c=\frac{m\·V_0\·D\·T_{\mathrm{sw}}}{C-m\·D\·T_{\mathrm{sw}}}$

$V_{\mathrm{ocp}}=n\·(V_c+V_0)+V_{\mathrm{off}}=\frac{n\·m\·V_0}{C-m\·D\·T_{\mathrm{sw}}}+V_{\mathrm{off}}=n\·V_0\·\frac{1}{\frac{C}{m\·T_{\mathrm{sw}}}-D}+V_{\mathrm{off}}$

其中，n为所述比例放大器的增益。

因为上述表达式中的电路参数（C、V₀、m、n、T_sw和V_off）均为常量，所以利用本电路可以产生非线性变化的基准电压V_ocp实现过流保护，也就可以实现最大的输出平均电流不随占空比和输入电压变化的要求。

如图6所示，为所述所述非线性变化基准电压V_ocp随占空比D的变化而变化的情况的示意图，图中，横轴为占空比D，纵轴为基准电压V_ocp的大小。

以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (8)

1.一种开关电源电路，其特征在于，包括反激变换器电路单元和控制电路单元；

所述反激变换器电路单元包括一变压器、第一开关和采样电阻，所述变压器包括原边绕组和副边绕组，所述第一开关的两端分别连接所述原边绕组的异名端和采样电阻，所述采样电阻远离所述第一开关的一端接地；

所述控制电路单元包括非线性变化基准电压提供单元，所述非线性变化基准电压提供单元提供随所述第一开关的导通时间的增加而呈非线性增长的基准电压；所述控制电路单元在时钟信号的触发下控制所述第一开关导通，在所述采样电阻非接地端的电压大于所述基准电压时，所述控制电路单元控制所述第一开关截止；

其中，所述非线性变化基准电压提供单元包括压控电流源、第一二极管、第二开关、第三开关、第一电压源和电容；

其中，所述压控电流源的输出端包括第一电流源输出端和第二电流源输出端，所述第一电流源输出端连接分为两条支路，一条支路上连接所述第二开关并接地，另一条支路连接所述第一二极管的阳极，所述第二电流源输出端接地；

所述压控电流源的正输入端连接所述第一二极管的阴极，所述压控电流源的负输入端接地；

所述第一二极管的阴极连接所述电容的一端，所述电容的另一端连接第一电压源的正极，所述第一电压源的负极接地；

所述电容与所述第三开关并联，所述电容的正极对应所述非线性变化基准电压提供单元的基准电压输出端；

所述第二开关和第三开关在所述第一开关关断后导通。

2.如权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于，所述控制电路单元还包括电压比较器和RS触发器；

所述电压比较器的同相输入端连接所述采样电阻非接地端，所述电压比较器的反相输入端连接所述非线性变化基准电压提供单元；

所述RS触发器的R输入端连接所述电压比较器的输出端，所述RS触发器的S输入端接入时钟信号，所述RS触发器的Q输出端控制所述第一开关导通或截止。

3.根据权利要求2所述的开关电源电路，其特征在于，所述RS触发器的非Q输出端控制所述非线性变化基准电压提供单元。

4.根据权利要求2所述的开关电源电路，其特征在于，所述Q输出端通过驱动器驱使所述第一开关导通或者截止。

5.根据权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于，所述非线性变化基准电压提供单元还包括比例放大器和第二电压源；

所述电容的正极连接所述比例放大器输入端的正极，所述第一电压源的负极连接所述比例放大器输入端的负极；

所述比例放大器输出端的负极连接所述第二电压源的正极，所述比例放大器的输出端的正极提供所述基准电压，所述第二电压源的负极接地。

6.根据权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于，所述反激变换器电路单元还包括电网电压提供端、输入电容和输入整流桥，所述输入整流桥连接在所述电网电压提供端和所述原边绕组之间，所述输入电容与所述输入整流桥并联并一端接地。

7.根据权利要求6所述的开关电源电路，其特征在于，所述电网电压提供端的电压为85V～265V的交流电。

8.根据权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于，所述反激变换器电路单元还包括第二二极管、输出电容和负载，所述第二二极管的阴极连接所述副边绕组的输入端，所述输出电容连接在所述第二二极管的阳极和所述副边绕组的输出端之间，所述负载与所述输出电容并联。