CN104300861B - 一种三相永磁同步电机的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种三相永磁同步电机的控制方法，包括电机动能外环控制方法和电流内环控制方法，该方法将三相永磁同步电机存储的动能作为整体反馈，经由给定速度计算的储能值与实际值相比后产生电机加速功率给定，再加上相应的损耗部分和负载估计值，除以电机的感应电动势，产生两相旋转坐标系下q轴电流给定值i^* _q和d轴电流给定值i^* _d。再由电流内环控制方法依次得到电压给定值U^* _q、U^* _d，经Park反变换，再结合设于三相永磁同步电机逆变器的直流侧电压U_dc，通过空间矢量脉宽调制最终得到用于驱动三相永磁同步电机逆变器的三相开关序列S_a、S_b、S_c信号。该方法能够大大提高三相永磁同步电机控制系统的动态响应性能。满足如电动汽车驱动控制等对于电机响应性能要求更高的场合。

Description

一种三相永磁同步电机的控制方法

技术领域

本发明涉及控制系统领域、具体涉及一种电机的控制方法。

背景技术

随着电力电子技术的发展，交流调速系统的控制策略得到了迅速发展。20世纪70年代提出的交流电机矢量控制系统使异步电机在工业中的应用达到了一个新台阶。永磁同步电机作为交流电机的一种，近年来更是得到广泛的应用。永磁同步电机与传统异步电机相比，具有以下特点：1)高效率、高功率因数：由于永磁同步电机用永磁体代替电励磁，不需要无功励磁电流，因此功率因数得到显著提高，而且永磁同步电机定子和转子保持同步，转子中没有铁心铁耗，永磁同步电机的效率也要比异步电机高；2)动态响应性能高、转速平稳；体积小、重量轻：随着高性能永磁材料的不断应用，永磁同步电机的功率密度大大提高，与同容量异步电机相比，其体积和重量有较大的减少。

目前，永磁同步电机的控制策略主要有恒压频比控制、矢量控制和直接转矩控制三种方法。其中，恒压频比控制是在控制过程中始终保持电压与频率比为常数，从而保证定子磁链的恒定。它是一种开环控制，速度动态特性较差，电机转矩利用率低，控制参数还需要根据负载的不同来做相应的调整。直接转矩控制是一种较新的控制方法，其理论和实践还不成熟，且存在低速性能、带负载能力差等缺点，而且它对实时性要求高，计算量大。目前应用最为广泛的是矢量控制。矢量控制的基本思想是将三相交流电动机等效成直流电机进行控制，通过矢量坐标变换，将三相交流电动机的定子电流分解成励磁电流分量和转矩电流分量，并使这两个分量相互垂直，彼此独立，然后分别调节，以获得像直流电动机一样良好的动态特性，矢量控制能获得较好的动态性能，现有技术大多采用转速、电流双闭环来实现永磁同步电机的控制，电机的动态响应性能仍不能满足如电动汽车驱动控制等对于电机响应性能要求更高的场合。

发明内容

鉴于现有技术之不足，本发明提供一种三相永磁同步电机的控制方法，该方法能够大大提高三相永磁同步电机控制系统的动态响应性能。

本方法解决上述技术问题的方案如下：

一种三相永磁同步电机的控制方法，包括电机动能外环控制方法和电流内环控制方法，具体包括以下步骤：

1)电机动能外环控制方法：

A)分别利用设于三相永磁同步电机上的电流传感器采集三相永磁同步电机的相电流i_a、i_b、i_c，利用设于三相永磁同步电机上的光栅编码器采集三相永磁同步电机的角速度ω_m及转子位置θ；

B)通过Clark变换和Park变换，按下式I)将得到的三相永磁同步电机相电流从三相坐标系下变换至两相旋转坐标系下，得到两相旋转坐标系下的电流分量i_d、i_q：

C)分别根据三相永磁同步电机的转动惯量J、定子电阻值R_s、绕组电感量L_m、电磁转矩T_e依次获得三相永磁同步电机转子所储存的动能实际值三相永磁同步电机定子的电阻消耗功率R_s(i² _d+i² _q)、三相永磁同步电机绕组电感内磁场储能损耗及负载功率P^* _L＝T_e·ω_m，再将三相永磁同步电机转子所储存的动能实际值与控制器输入的三相永磁同步电机转子所储存的动能给定值相比较，再经动能PI调节器转换成三相永磁同步电机的功率给定值P^* _A，然后通过功率累加器将功率给定值P^* _A、负载功率P^* _L、电阻消耗功率R_s(i² _d+i² _q)以及三相永磁同步电机绕组电感内磁场储能损耗累加，得到三相永磁同步电机逆变器需要向电机输出的有功功率P^* _总；

D)将步骤C)得到的有功功率P^* _总除以三相永磁同步电机的两相旋转坐标系下q轴感应电动势e_q，得到两相旋转坐标系下q轴电流给定值i^* _q，其中感应电动势e_q＝K_t×ω_m，K_t为三相永磁同步电机结构常数，由于两相旋转坐标系下的d轴为三相永磁同步电机的励磁方向，因此两相旋转坐标系下的d轴感应电动势e_d＝0，两相旋转坐标系下的d轴电流给定值i^* _d＝0；

2)电流内环控制方法：

E)将两相旋转坐标系下q轴电流给定值i^* _q与电流分量i_q比较的差值经电流PI调节器转换为两相旋转坐标系下q轴电压差值分量ΔU_q，同样地，将两相旋转坐标系下d轴电流给定值i^* _d与电流分量i_d比较的差值经另一电流PI调节器转换为两相旋转坐标系下d轴电压差值分量ΔU_d；

F)忽略三相永磁同步电机电阻上的压降，将三相永磁同步电机的感应电动势按下式II)进行前馈和解耦，分别得到两相旋转坐标系下的给定电机电压值U_d ^*、U_q ^*：

式II)中，L_d为永磁同步电机的直轴同步电感，L_q为交轴同步电感；

G)对步骤F)得到的两相旋转坐标系下的给定电压值U_d ^*、U_q ^*按下式III)做Park反变换，得到两相静止坐标系下的给定电机电压值U_α ^*、U_β ^*；

H)将步骤G)得到的两相静止坐标系下的给定电机电压值U_α ^*、U_β ^*，并结合设于三相永磁同步电机逆变器上的电压传感器采集的三相永磁同步电机逆变器的直流侧电压U_dc，通过空间矢量脉宽调制最终得到用于驱动三相永磁同步电机逆变器的三相开关序列S_a、S_b、S_c信号。

本发明提供的一种三相永磁同步电机的控制方法的优点和有益效果在于：通过将三相永磁同步电机的转子所储存的动能作为外环反馈控制参量，从而大大改善了三相永磁同步电机的响应性能，使得三相永磁同步电机的阶跃响应的调节时间和超调量大大减少，充分满足了如电动汽车驱动控制等对于电机响应性能要求更高的场合。其具体原理分析如下：

由于控制对象为永磁同步电机，通过将三相永磁同步电机相电流从三相坐标系下变换至两相旋转坐标系下，使得三相永磁同步电机的电机励磁方向为两相旋转坐标系的d轴方向，三相永磁同步电机的电磁转矩方向为两相旋转坐标系的q轴方向，此时，三相永磁同步电机的在两相旋转坐标系下的电压平衡方程如下式(1)所示：

式(1)中，U_d、U_q为两相旋转坐标系下的电机电压值，Ψ_f为三相永磁同步电机的转子励磁磁链。

由式(1)中上下两项分别乘以两相旋转坐标系下的电流分量i_d、i_q并相加可得三相永磁同步电机的有功功率交换关系满足下式(2)：

其中，式(2)左边为控制系统提供的有功功率，式(2)右边第一项为三相永磁同步电机的定子电阻消耗的有功功率，第二项三相永磁同步电机的绕组电感内磁场储能增加时所消耗的有功功率，第三项为对应的电机磁阻转矩所输出的机械功率，第四项对应于三相永磁同步电机的转子磁链转矩转换的机械功率。

同理，由式(1)中上下两项相减可得三相永磁同步电机的无功功率交换关系满足下式(3)：

其中，式(3)左边为控制系统提供无功功率，右边第一项为电感内磁场储能总和变化时所消耗的无功功率，第二项为电感上消耗的无功功率，第三项为电机为了实现弱磁调速而吸收的无功功率。

综合式(2)、(3)可知，在三相永磁同步电机的转矩电流比最大且不采用弱磁控制时，三相永磁电机与控制系统之间的能量交换关系如下式(4)所示：

式(4)中，p_D、q_D分别为三相永磁同步电机的有功功率和无功功率，在忽略控制系统的开关器件引起的损耗的前提下，可知三相永磁同步电机的输出的机械功率p_M为控制系统输出的有功功率减去三相永磁同步电机的定子电阻消耗的有功功率和三相永磁同步电机的绕组电感内磁场储能增加时所消耗的有功功率，如式(5)所示：

式(5)中，p_A即为电机动能在单位时间内的输出功率，p_L即为电机负载功率。由于三相永磁同步电机的电磁转矩方向为两相旋转坐标系的q轴方向，三相永磁同步电机的电磁转矩方向为两相旋转坐标系的q轴方向，三相永磁同步电机在两相旋转坐标系的q轴的电流分量全部用于三相永磁同步电机的内部消耗和机械功率输出，而两相旋转坐标系的d轴的电流分量为无功功率分量。再由式(6)可得：

因此，采用三相永磁同步电机的转子所储存的动能作为外环反馈控制参量，并获取三相永磁同步电机的两相旋转坐标系的q轴的电流分量即可完成对三相永磁同步电机的控制，使其快速达到设定转速。

附图说明

图1为本发明的控制的永磁同步电机的物理模型，图2为本发明的控制方法流程图，图3为采用本发明控制方法的控制系统结构框图。

图4(a)～图4(c)分别为采用现有技术的转速、电流双闭环控制方法控制电机在给定转速为300rpm时的转速波形图、相电流波形图、两相旋转坐标系的q轴的电流波形图。

图5(a)～图5(c)分别为采用本发明提供的控制方法控制电机在给定转速为300rpm时的转速波形图、相电流波形图、两相旋转坐标系的q轴的电流波形图。

图6(a)～图6(c)分别为采用现有技术的转速、电流双闭环控制方法控制电机在给定转速为1300rpm时的转速波形图、相电流波形图、两相旋转坐标系的q轴的电流波形图。

图7(a)～图7(c)分别为采用本发明提供的控制方法控制电机在给定转速为1300rpm时的转速波形图、相电流波形图、两相旋转坐标系的q轴的电流波形图。

图8(a)～图8(c)分别为采用现有技术的转速、电流双闭环控制方法控制电机在给定转速为1900rpm时的转速波形图、相电流波形图、两相旋转坐标系的q轴的电流波形图。

图9(a)～图9(c)分别为采用本发明提供的控制方法控制电机在给定转速为1900rpm时的转速波形图、相电流波形图、两相旋转坐标系的q轴的电流波形图。

具体实施方式

例1

本例为一个采用本发明提供方法控制技术参数如表1所示的隐极式三相永磁同步电机的控制过程，下面结合附图对本发明进行详细描述。

额定功率(kW)	2.2
		额定转矩(N.m)	7.7
额定转速(rpm)	2500
		额定电流(A)	7.5
转子惯量(kg.m2)	1.53×10-3
		转矩系数(N.m/A)	1.03
电压常数(V/rpm)	66V/1000rpm
		极对数	4

表1

本发明控制的隐极式三相永磁同步电机其物理模型如图1所示，其中有两种坐标系，三相静止坐标系(ABC坐标系)和两相旋转坐标系(dq坐标系)。A相、B相、C相代表隐极式三相永磁同步电机的三相绕组；d轴和q轴为两相旋转坐标系，d轴方向为电机转子磁场方向。基于此模型构建如图3所示的控制系统，其控制方法如图2所示，具体步骤如下：

1、电机动能外环控制方法：

(1)分别利用设于隐极式三相永磁同步电机上的电流传感器采集隐极式三相永磁同步电机的相电流i_a、i_b、i_c，利用设于隐极式三相永磁同步电机上的光栅编码器采集隐极式三相永磁同步电机的角速度ω_m及转子位置θ，由于隐极式三相永磁同步电机的三相绕组采用星形接法，因此i_c＝-i_b-i_a，仅需采集隐极式三相永磁同步电机的相电流i_a、i_b；

(2)通过Clark变换和Park变换，按下式I)将得到的隐极式三相永磁同步电机相电流从三相坐标系下变换至两相旋转坐标系下，得到两相旋转坐标系下的电流分量i_d、i_q：

(3)分别根据隐极式三相永磁同步电机的转动惯量J、定子电阻值R_s、绕组电感量L_m、电磁转矩T_e依次获得隐极式三相永磁同步电机转子所储存的动能实际值隐极式三相永磁同步电机定子的电阻消耗功率R_s(i² _d+i² _q)、隐极式三相永磁同步电机绕组电感内磁场储能损耗及负载功率P^* _L＝T_e·ω_m，再将隐极式三相永磁同步电机转子所储存的动能实际值与控制器输入的隐极式三相永磁同步电机转子所储存的动能给定值与相比较，再经动能PI调节器转换成隐极式三相永磁同步电机的功率给定值P^* _A，然后通过功率累加器将功率给定值P^* _A、负载功率P^* _L、电阻消耗功率R_s(i² _d+i² _q)以及隐极式三相永磁同步电机绕组电感内磁场储能损耗累加，得到隐极式三相永磁同步电机逆变器需要向电机输出的有功功率P^* _总；

(4)将步骤(3)得到的有功功率P^* _总除以隐极式三相永磁同步电机的两相旋转坐标系下q轴感应电动势e_q，得到两相旋转坐标系下q轴电流给定值i^* _q，其中感应电动势e_q＝K_t×ω_m，K_t为隐极式三相永磁同步电机结构常数，由于两相旋转坐标系下的d轴为隐极式三相永磁同步电机的励磁方向，因此两相旋转坐标系下的q轴感应电动势e_q＝Ψ_f×ω_m，Ψ_f为隐极式三相永磁同步电机的转子励磁磁链。，两相旋转坐标系下的d轴感应电动势e_d＝0，两相旋转坐标系下的d轴电流给定值i^* _d＝0；

2、电流内环控制方法：

(5)将两相旋转坐标系下q轴电流给定值i^* _q与电流分量i_q比较的差值经电流PI调节器转换为两相旋转坐标系下q轴电压差值分量ΔU_q，同样地，将两相旋转坐标系下d轴电流给定值i^* _d与电流分量i_d比较的差值经另一电流PI调节器转换为两相旋转坐标系下d轴电压差值分量ΔU_d

(6)忽略隐极式三相永磁同步电机电阻上的压降，将隐极式三相永磁同步电机的感应电动势按下式II)进行前馈和解耦，分别得到两相旋转坐标系下的给定电机电压值U_d ^*、U_q ^*：

式II)中，L_d为永磁同步电机的直轴同步电感，L_q为交轴同步电感；

(7)对步骤(6)得到的两相旋转坐标系下的给定电压值U_d ^*、U_q ^*按下式III)做Park反变换，得到两相静止坐标系下的给定电机电压值U_α ^*、U_β ^*；

(8)将步骤(7)得到的两相静止坐标系下的给定电机电压值U_α ^*、U_β ^*，并结合设于隐极式三相永磁同步电机逆变器上的电压传感器采集的隐极式三相永磁同步电机逆变器的直流侧电压U_dc，通过空间矢量脉宽调制最终得到用于驱动隐极式三相永磁同步电机逆变器的三相开关序列S_a、S_b、S_c信号。

例2

为了验证本发明所述控制方法的控制性能，本例将例1中所采用的控制方法与现有技术所述的现有技术的转速、电流双闭环控制方法参数如表1所示的隐极式三相永磁同步电机分别进行控制，并采用美国Aglient公司生产的型号为MSO-X 3014A示波器采集分别在给定转速为300rpm的低转速、1300rpm的中等转速和1900rpm的高转速时的转速波形、相电流波形、两相旋转坐标系的q轴的电流波形，采集结果如图4～图9所示。对照图4和图5、图6和图7、图8和图9，可以明显看出，

在低转速状态下，现有技术控制电机达到给定转速的上升时间约为300ms，超调量超过60％，调节时间约为1s，而本发明控制下的电机达到给定转速的上升时间约为100ms，超调量约为33％，调节时间不到200ms，从相电流和q轴的电流波形比较可以看出，本发明提出的方法相较于现有技术，电机始终以逆变器所承受的最大电流启动，电机加速性能更好，电机运行噪声更小噪声明显减小。

在中等转速状态下，现有技术控制电机达到给定转速的上升时间约为500ms，超调量超过30％，调节时间约为1200ms；而本发明控制下的电机达到给定转速的上升时间不到200ms，超调量约为33％，调节时间约为300ms，从相电流和q轴的电流波形比较可以看出，本发明提出的方法相较于现有技术，电机始终以逆变器所承受的最大电流启动，电机加速性能更好，电机运行噪声更小噪声明显减小。

在高转速状态下，现有技术控制电机达到给定转速的上升时间约为800ms，超调量超过20％，调节时间约为1500ms；而本发明控制下的电机达到给定转速的上升时间约为250ms，超调量约为3％，调节时间约为350ms，从相电流和q轴的电流波形比较可以看出，本发明提出的方法相较于现有技术，电机始终以逆变器所承受的最大电流启动，电机加速性能更好，电机运行噪声更小噪声明显减小。

很显然，在相同条件下，本发明提供的控制方法的动态响应性能明显高于现有技术。能够适应电动汽车驱动控制等对于电机响应性能要求更高的场合。

Claims (1)

1.一种三相永磁同步电机的控制方法，包括电机动能外环控制方法和电流内环控制方法，具体包括以下步骤：

1)电机动能外环控制方法：

A)分别利用设于三相永磁同步电机上的电流传感器采集三相永磁同步电机的相电流i_a、i_b、i_c，利用设于三相永磁同步电机上的光栅编码器采集三相永磁同步电机的角速度ω_m及转子位置θ；

B)通过Clark变换和Park变换，按下式I)将得到的三相永磁同步电机相电流从三相坐标系下变换至两相旋转坐标系下，得到两相旋转坐标系下的电流分量i_d、i_q：

$\begin{array}{c}\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}=\frac{2}{3}{i}_a-\frac{1}{3}(i_b+i_c)\\ i_{\mathrm{\β}}=\frac{1}{\sqrt{3}}(i_b-i_c)\end{array}\right.\\ \left\{\begin{array}{c}{i}_d=i_{\mathrm{\α}}\·\cos \left(\mathrm{\θ}\right)+i_{\mathrm{\β}}\·\sin \left(\mathrm{\θ}\right)\\ i_q=-i_{\mathrm{\α}}\·\sin \left(\mathrm{\θ}\right)+i_{\mathrm{\β}}\·\cos \left(\mathrm{\θ}\right)\end{array}\right.\end{array}---I)$

C)分别根据三相永磁同步电机的转动惯量J、定子电阻值R_s、绕组电感量L_m、电磁转矩T_e依次获得三相永磁同步电机转子所储存的动能实际值三相永磁同步电机定子的电阻消耗功率R_s(i² _d+i² _q)、三相永磁同步电机绕组电感内磁场储能损耗及负载功率P^* _L＝T_e·ω_m，再将三相永磁同步电机转子所储存的动能实际值与控制器输入的三相永磁同步电机转子所储存的动能给定值相比较，再经动能PI调节器转换成三相永磁同步电机的功率给定值P^* _A，然后通过功率累加器将功率给定值P^* _A、负载功率P^* _L、电阻消耗功率R_s(i² _d+i² _q)以及三相永磁同步电机绕组电感内磁场储能损耗累加，得到三相永磁同步电机逆变器需要向电机输出的有功功率P^* _总；

D)将步骤C)得到的有功功率P^* _总除以三相永磁同步电机的两相旋转坐标系下q轴感应电动势e_q，得到两相旋转坐标系下q轴电流给定值i^* _q，其中感应电动势e_q＝K_t×ω_m，K_t为三相永磁同步电机结构常数，由于两相旋转坐标系下的d轴为三相永磁同步电机的励磁方向，因此两相旋转坐标系下的d轴感应电动势e_d＝0，两相旋转坐标系下的d轴电流给定值i^* _d＝0；

2)电流内环控制方法：

E)将两相旋转坐标系下q轴电流给定值i^* _q与电流分量i_q比较的差值经电流PI调节器转换为两相旋转坐标系下q轴电压差值分量ΔU_q，同样地，将两相旋转坐标系下d轴电流给定值i^* _d与电流分量i_d比较的差值经另一电流PI调节器转换为两相旋转坐标系下d轴电压差值分量ΔU_d；

F)忽略三相永磁同步电机电阻上的压降，将三相永磁同步电机的感应电动势按下式II)进行前馈和解耦，分别得到两相旋转坐标系下的给定电机电压值U_d ^*、U_q ^*：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_d^{*}={\mathrm{\ΔU}}_d-{\mathrm{\ω}}_m{L}_q{i}_q+e_d\\ U_q^{*}={\mathrm{\ΔU}}_q+{\mathrm{\ω}}_m{L}_d{i}_d+e_q\end{array}\right.---II)$

式II)中，L_d为永磁同步电机的直轴同步电感，L_q为交轴同步电感；

G)对步骤F)得到的两相旋转坐标系下的给定电压值U_d ^*、U_q ^*按下式III)做Park反变换，得到两相静止坐标系下的给定电机电压值U_α ^*、U_β ^*；

$\left[\begin{array}{c}{U_{\mathrm{\α}}}^{*}\\ {U_{\mathrm{\β}}}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}cos\mathrm{\θ}& -sin\mathrm{\θ}\\ sin\mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{U}_d^{*}\\ U_q^{*}\end{array}\right]---III)$

H)将步骤G)得到的两相静止坐标系下的给定电机电压值U_α ^*、U_β ^*，并结合设于三相永磁同步电机逆变器上的电压传感器采集的三相永磁同步电机逆变器的直流侧电压U_dc，通过空间矢量脉宽调制最终得到用于驱动三相永磁同步电机逆变器的三相开关序列S_a、S_b、S_c信号。