CN104298107B - 一种产生spwm波的组合式局部倍频采样算法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种产生SPWM波的组合式局部倍频采样算法，以正弦曲线的零点为中点取一段对称区域，在该区间上根据数学上线性组合的方式构造出虚拟的采样点以实现“倍频”的效果，在现实采样点个数一定的情况下，随着“倍频”的区域变宽或“倍频”的次数变多，谐波的能量会逐步的向高频方向移动，从而降低了低次谐波分量的能量。本发明把谐波能量“转移”到高次谐波区域，有利于过滤掉低次谐波分量，得到更加接近正弦波的控制信号，并且该算法简单，易于编程实现，主要应用于整流器和逆变器中。
Description
技术领域
本发明属于电力电子领域，具体涉及一种产生SPWM波的组合式局部倍频采样算法，主要应用于伺服电机控制、逆变电源、变频器和整流器等。
背景技术
随着微处理机技术、计算机技术和电力电子技术、自动控制理论等相关学科的快速发展，采用脉冲宽度调制（PulseWidth Modulation，简称PWM）技术的逆变器成为了当代电力电子技术中最基本的装置之一。自从PWM技术出现以后，PWM技术凭着其灵活多变的调频调压方式和优良性能，在伺服电机控制、UPS、整流器和变频器等领域也都得到了广泛的使用。至今，全球几个主要的电气公司所生产的变频调速器几乎都是采用PWM调制技术的。但是，无论采用现有的任何一种PWM调制方式，由于受控制技术和开关频率的限制，其输出的波形中都不可避免地会含有较高的谐波分量，使得采用了PWM控制技术的各种电力电子装置反而成为了“最大的干扰源”。对于小功率系统的影响可能不大明显，但是对于中、大功率系统而言，谐波带来的影响不仅仅是会造成能量的损耗，还带来了很多危害，谐波污染的问题概括起来，其主要有以下几方面：
（1）对旋转式的电机而言，谐波会使其产生转矩脉动，增加功耗（铜损和铁损）使其导致发热，甚至还有可能会引起振动或者谐振。还有，谐波会使电机或逆变器等产生电磁噪音，污染环境。
（2）对容性负载而言，某些谐波还会使其谐振，谐波电流增大，导致电容器因过负荷或过电压而损坏。在电力系统中，谐波对电力电缆也会造成过负荷或过电压而击穿的危害。
（3）对于变压器而言，增加其负载损耗，特别是在发生谐振的时候，谐波也将会被变压器所放大，会使其损耗大大地增加，甚至还会引发严重电力事故。
（4）对于电力系统而言，有可能会造成继电保护和自动控制装置误动作，并且使电气测量仪表的计量不准确，影响电力监控。
（5）谐波所产生的电磁干扰（EMI）会对邻近的通信系统产生干扰，轻则产生噪声，降低通信质量；重者导致信息丢失，使通信系统无法正常工作。
考虑到谐波存在着这么多的危害，谐波污染及其如何抑制的问题也已成为了人们研究的重要课题，对减小逆变器输出谐波的研究也成为一个热点的研究。至今，PWM 逆变器的谐波抑制技术也经历了一个不断创新和不断完善的发展过程，现主要的抑制方法有以下两个：
（1） 采用随机PWM技术以抑制谐波分量，其原理是通过随机改变逆变器的开关角或开关频率的方式，使得谐波频谱中幅值较大的谐波分量得以分散，频谱变疏，从而使谐波沿频谱的频率轴分布更为连续。但是，该方法会使得其谐波分量的分布范围较宽，不利于滤波。
常见的随机PWM技术有：随机开关频率和随机脉冲位置两种。其中随机开关频率方式比较常用。随机地改变开关的频率，使得电机电磁噪音近似为限带白噪声（在线性频率坐标系中，各频率能量分布是均匀的噪声信号），尽管噪音的总分贝数未变，但以固定开关频率为特征的有色噪音强度却被大大地削弱了。因此，对于载波频率必须限制在较低频率的场合，随机PWM仍然有其特殊的价值。同时，该技术的出现也说明了消除机械和电磁噪音的最佳方法并不是盲目地提高工作频率，随机PWM技术正是提供了一个分析解决这种问题的全新思路。
（2） 特定谐波消除脉宽调制技术（Selective Harmonic Elimination PulseWidth Modulation——SHEPWM)，顾名思义，通过开关时刻的优化选择来产生PWM，消除了选定的低次谐波，具有波形质量高、效率高、直流电压利用率高、直流侧滤波器尺寸小等显著优点。其原理是对输出电压波形按傅氏级数展开，表示为，首先确定基波分量的值，再令两个不同的，就可以建立三个方程，联立求解得及，这样就可以消去两个频率的谐波。该方法虽然可以很好地消除所指定的低次谐波，但是剩余未消去的较低次谐波的幅值可能会相当大，而且同样存在计算复杂的缺点，该方法同样只适用于同步调制方式中。
发明内容
本发明的目的在于提供一种采样频率一定时，可以有效地抑制低次谐波分量的SPWM采样算法，该方法简单，易于数字化实现，节省DSP硬件资源。
为实现上述技术目的，达到上述技术效果，本发明通过以下技术方案实现：
一种产生SPWM波的组合式局部倍频采样算法，包括以下步骤：
步骤（1）：通过外部电路输入设定调制波频率、调制度、载波比、虚拟倍频区间系数、虚拟倍频倍数和死去时间等参数，并累计保存所有波峰和波谷采样点的值；
步骤（2）：在正弦波零点附近根据系数选取一段区域为虚拟倍频区间，该区间内每对波峰波谷采样点之间，通过数学的线性组合方法，构造出一个“虚拟采样点”的值，运用多个“虚拟采样点”的值计算出使DSP输出SPWM波形的寄存器比较值，多次取样计算，求得一个半调制波周期的高低电平跳变时刻表，并保存在DSP的内存中；
步骤（3）：运用所述步骤（2）所得到的半调制波周期的高低电平跳变时刻表，根据正弦调制波的对称性和多相对称正弦波的相位差性质，生成多相对称的SPWM控制信号波形。
优选的，所述步骤（1）中采样时仅在一个调制波周期的正半周或者负半周进行采样。
优选的，仅在以正弦调制波的零点为中心的某段对称区间内，运用相邻两个三角载波的采样值进行线性组合，构造出一个虚拟的载波采样值。
优选的，利用切线采样法推算出开关的通断时刻值：过前波谷采样点作正弦调制波的切线与三角载波的前波峰面相交，确定开关的导通时刻，过前波峰采样点作正弦调制波的切线与三角载波的后波峰面相交，确定开关的关断时刻。
优选的，所述三角载波包括实际三角载波和虚拟的三角载波。
本发明的有益效果是:
1、充分利用了DSP运算速度快的优势，使用线性组合的方式达到倍频的效果，减少了低速的A/D采样工作。提高了系统的实时性。
2、通过局部倍频的方式把低次谐波分量的能量转移到了高次谐波分量中，方便过滤掉低次谐波分量，得到更加接近正弦波的控制信号。
3、推导出计算开关时刻点的公式，简化了程序的编写，更易于把该新方法用数字化实现。
上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，并可依照说明书的内容予以实施，以下以本发明的较佳实施例并配合附图详细说明如后。本发明的具体实施方式由以下实施例及其附图详细给出。
附图说明
此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：
图1为产生SPWM信号的系统框图；
图2为组合式局部倍频采样算法原理图；
图3为CLMSPWM算法公式推导原理图；
图4为三相对称CLMSPWM控制信号图；
图5为生成CLMSPWM信号的程序流程图；
图6为CLMSPWM与传统自然采样SPWM信号的FFT分析比较波形图，其中（a）为传统自然采样SPWM图，（b）为CLMSPWM图；
图7为CLMSPWM算法应用于三相异步电机调速的定子电流波形isa、定子相电压Ua、线电压波形Uab、和定子d-q磁链波形图，其顺序为图（a）-图（d）。
具体实施方式
下面将参考附图并结合实施例，来详细说明本发明。
参照图1和图5所示，一种产生SPWM波的组合式局部倍频采样算法：
通过外部电路输入设定调制波频率、调制度、载波比、虚拟倍频区间系数、虚拟倍频倍数和死去时间等参数，启动电路，引入电机定子电流反馈信号，在三角载波的波峰和波谷时刻对反馈信号进行采样，并累计保存采样点的值（假定系统稳定，定子电流波形接近正弦波，故采样值可暂写成），采样时仅在每个调制波周期的正半周采样；
参照图2所示，在正弦调制波的零点时刻附近根据系数选取一段区域为虚拟倍频区间，该区间内每对波峰波谷采样点之间运用数学上线性组合的原理利用波峰和波谷的采样点值构造出虚拟的采样点值：设在载波周期为Ts的第K个三角载波周期内，载波的峰值点时刻Ta、谷值点时刻Tb对正弦调制波进行采样，采样点为点A和点B；构造Ta和Tb中点时刻Tc的虚拟采样点C与点A、点B之间的代数关系式：
（1）
上式中A、B为待定的系数，已知、且，N为载波比的值，Ts为实际三角载波周期值，Tp为虚拟倍频载波的周期值（此时Tp为Ts的一半）。代入（1）式解得：
（2）
一般情况下，当载波比N取值比较大时，，则，因此有，代入（1）式得：
（3）
对该数值趋近的等效误差进行分析，当时，，因此，当载波比N取值足够大时，由公式（3）计算所得的虚拟采样点的值就能完全等效于一个实际采样点的值，实现了局部倍频的效果；
采用常见的切线运算方法求取载波和调制波自然交点时刻的近似值：参照图3所示，设在载波周期为Tk（在非倍频区时Tk=Ts，在倍频区时Tk=Tp）的某一个三角载波周期内，载波的谷值点Ak时刻Tak、峰值点Bk时刻Tbk和谷值点Ck时刻Tck（Tak<Tbk<Tck）对正弦调制波进行采样，采样点为Mk和Nk（采样点的值也对应表示为mk和nk），过点Mk作正弦调制波的切线，与线段AkBk相较于点，此点即作为开关器件导通的时刻点；过点Nk作正弦调制波的切线，与线段BkCk相较于点，此点即作为开关器件关断的时刻点；如此类推，可得确定开关器件导通关断的规律如下：过前波谷采样点作正弦调制波的切线与三角载波的前波峰面相交，确定开关的导通时刻；过前波峰采样点作正弦调制波的切线与三角载波的后波峰面相交，确定开关的关断时刻。
（4）
此时所述三角载波包括了实际三角载波和虚拟的三角载波。
利用DSP的上溢中断，即可确定并识别TK和TK+1时刻，所以各个载波周期的开关通断时刻TK-on和TK+1-off。把计算出的一系列开关通断时刻TK-on和TK+1-off转化为使DSP输出SPWM波形的寄存器比较值，形成一个半调制波周期的高低电平跳变时刻表，保存在DSP的内存中以便调用。
以产生三相对称SPWM波为例，使用步骤三所得到的半调制波周期的高低电平跳变时刻表，根据正弦调制波的对称性和三相对称正弦波的相位差性质，产生三相对称的SPWM控制信号波形，生成的波形如图4所示。
参照图6所示，取ma=0.9，N=72，K1=12，K2=2，分别用CLMSPWM与传统自然采样SPWM信号的FFT分析比较波形图，其中图（a）为传统自然采样SPWM图，图（b）为CLMSPWM图。
参照图7所示，为CLMSPWM算法应用于三相异步电机调速的定子电流波形isa、定子相电压Ua、线电压波形Uab、和定子d-q磁链波形图，其中(a)为定子电流波形isa，(b)为定子相电压Ua，(c)为线电压波形Uab，(d)为定子d-q磁链波形。
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (4)
1.一种产生SPWM波的组合式局部倍频采样算法，其特征在于包括以下步骤：
步骤（1）：通过外部电路输入设定调制波频率、调制度、载波比、虚拟倍频区间系数、虚拟倍频倍数和死区时间参数，并累计保存所有波峰和波谷采样点的值；
步骤（2）：在正弦波零点附近根据系数选取一段区域为虚拟倍频区间，该区间内每对波峰波谷采样点之间，通过数学的线性组合方法，构造出一个“虚拟采样点”的值，运用多个“虚拟采样点”的值计算出使DSP输出SPWM波形的寄存器比较值，多次取样计算，求得一个半调制波周期的高低电平跳变时刻表，并保存在DSP的内存中；
步骤（3）：运用所述步骤（2）所得到的半调制波周期的高低电平跳变时刻表，根据正弦调制波的对称性和多相对称正弦波的相位差性质，生成多相对称的SPWM控制信号波形；
利用切线采样法推算出开关的通断时刻值：过前波谷采样点作正弦调制波的切线与三角载波的前波峰面相交，确定开关的导通时刻，过前波峰采样点作正弦调制波的切线与三角载波的后波峰面相交，确定开关的关断时刻。
2.根据权利要求1所述的产生SPWM波的组合式局部倍频采样算法，其特征在于，所述步骤（1）中采样时仅在一个调制波周期的正半周或者负半周进行采样。
3.根据权利要求1所述的产生SPWM波的组合式局部倍频采样算法，其特征在于，仅在以正弦调制波的零点为中心的某段对称区间内，运用相邻两个三角载波的采样值进行线性组合，构造出一个虚拟的载波采样值。
4.根据权利要求1所述的产生SPWM波的组合式局部倍频采样算法，其特征在于，所述三角载波包括实际三角载波和虚拟的三角载波。
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C14 | Grant of patent or utility model | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |
Granted publication date: 20170215 Termination date: 20170826 |
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| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |