CN104253544A - 一种开关电源控制芯片的补偿电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种开关电源控制芯片的补偿电路，其包括：充电电流产生模块，用于产生与控制芯片的峰值比较电压V_OCP成正比的充电电流信号；补偿电压产生模块，用于产生与开关电源中功率管的导通时间T_ON成反比且与所述充电电流信号成正比的补偿电压信号；补偿电流产生模块，将补偿电压信号转换成补偿电流信号I_FF以对控制芯片进行前馈补偿，且用于产生反馈电流I₄反馈至补偿电压产生模块以防止补偿电压产生模块产生正反馈，补偿电流信号I_FF与V_IN/L_P成正比，V_IN为外部输入的线电压，L_P为开关电源中变压器的主边电感量，反馈电流I₄与补偿电流信号I_FF成正比。本发明提供的补偿电路能使控制芯片控制开关电源输出精确度较高、稳定性较好的恒定电流。

Description

一种开关电源控制芯片的补偿电路

技术领域

本发明涉及一种前馈补偿电路，尤其涉及一种开关电源控制芯片的补偿电路。

背景技术

随着电子技术的发展，开关电源被广泛的应用于各种电子产品中。而且，随着开关电源效率的提高、体积的减小、成本的降低等利好因素的发展，开关电源被越来越广泛的应用到电子产品中。在实际应用中，不仅需要控制开关电源的输出电压，也常常要求控制开关电源的输出电流，比如控制开关电源输出恒定的电流以驱动LED、手机充电器、AC/DC电源适配器和移动设备的备用电源等。

目前，开关电源通常采用反激型以输出恒定的电流，最常见的是开关电源中采用控制芯片、变压器、功率管等部件形成的反激式拓扑结构，参见图1所示，其为现有技术中开关电源充电器的电路图。功率管关闭时，变压器上初级电感上的能量向次级传递，因而输出电压的检测只能发生在次级二极管的消磁时间内。输出电压经过变压器次级绕组和辅助绕组的耦合及各电阻分压后通过反馈端送往控制芯片内部，进而控制功率管的导通时间和工作频率，以实现恒压恒流功能。恒流芯片实现恒流功能的具体公式为：

$\mathrm{Iout}=\frac{1}{2}\·\frac{\mathrm{Np}}{\mathrm{Ns}}\·\frac{\mathrm{TDS}}{T}\·\mathrm{Ip}---\left(1\right)$

其中Iout为系统的输出电流；Np/Ns为变压器主次边匝比；TDS为次级二极管的消磁时间；T为工作周期；Ip为功率管的峰值电流（即过流保护点）。对于既定的系统，Np/Ns为常量。可见，为了保证开关电源恒流输出（即Iout恒定），只需要保证消磁时间占空比TDS/T和功率管的峰值电流Ip恒定即可。通过开关电源中控制芯片里的PWM&PFM模块和消磁时间采样模块可实现TDS/T恒定，所以如果能使Ip恒定即可实现Iout恒定。由于功率管Q1关断存在一定的延时，假设这段延时时间为Δt。当功率管发射极电流上升到设定的过流保护点Ip，控制芯片检测到后并经过逻辑处理，最终在延时Δt时间后，功率管Q1关断。但是在Δt时间内，由于功率管Q1继续导通，实际的发射极电流会继续上升。到功率管Q1关断时，实际的发射极电流Ip1应该为：Ip1=Ip+ΔIp   （3）

即实际的输出电流应该为：

$\mathrm{Iout}=\frac{1}{2}\·\frac{\mathrm{Np}}{\mathrm{Ns}}\·\frac{\mathrm{Tds}}{T}\·(\mathrm{Ip}+\mathrm{\ΔIp})---\left(4\right)$

其中 $\mathrm{\ΔIp}=\mathrm{\Δt}\·\frac{\mathrm{VIN}}{\mathrm{Lp}}---\left(5\right)$

VIN为系统输入交流电整流后的线电压，Lp为主边电感量，对于特定的控制芯片，延时时间Δt可视为常量，可见，ΔIp会跟随线电压VIN以及主边电感量Lp的变化而变化，以致恒流输出效果不理想。针对该情况，当前业界普遍做法如图2所示，在开关电源的系统中通过增加R5和R8，以实现加入一路与线电压VIN成正比的补偿电流进行补偿，从而实现开关电源的恒流输出。但这种补偿方式是基于系统主边电感量Lp固定的前提下，通过产生一路与VIN成正比的补偿电流Icomp来实现补偿。但是在实际的生产中，相同型号产品的变压器因不同个体的差异，其主边电感量Lp必然会存在偏差。实际上其偏差可能达到±20%。因此在开关电源产品批量生产过程中必然会存在由于电感量Lp的差异性以致上述前馈方案的恒流效果不理想。

可以理解的是，本部分的陈述仅提供与本发明相关的背景信息，可能构成或不构成所谓的现有技术。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于针对现有技术开关电源输出的恒定电流的恒流效果不够理想的缺陷，提供一种开关电源控制芯片的补偿电路以使控制芯片控制开关电源输出精确度较高、稳定性较好的恒定电流。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是提供一种开关电源控制芯片的补偿电路，其包括：充电电流产生模块，用于产生与所述控制芯片的峰值比较电压V_OCP成正比的充电电流信号I₁，充电电流产生模块的输入端接控制芯片的峰值比较电压V_OCP的输出端；

与充电电流产生模块的输出端连接的补偿电压产生模块，用于产生与开关电源中功率管的导通时间T_ON成反比且与充电电流产生模块输出的所述充电电流信号成正比的补偿电压信号；

补偿电流产生模块，用于将所述补偿电压信号转换成补偿电流信号I_FF以对控制芯片进行前馈补偿，且用于产生反馈电流I₄反馈至所述补偿电压产生模块以防止补偿电压产生模块产生正反馈，其中，补偿电流信号I_FF与V_IN/L_P成正比，V_IN为外部输入的线电压，L_P为开关电源中变压器的主边电感量，反馈电流I₄与补偿电流信号I_FF成正比。

在上述开关电源控制芯片的补偿电路中，所述充电电流产生模块包括第一运放及调整电路，调整电路用于使第一运放的同相输入端与反相输入端的电压相等且用于将第一运放输出的电压信号转换为与所述峰值比较电压V_OCP成正比的充电电流信号I₁；其中，第一运放的同相输入端接控制芯片的峰值比较电压V_OCP的输出端，调整电路连接于第一运放的反相输入端及第一运放的输出端之间。

在上述开关电源控制芯片的补偿电路中，所述调整电路包括第一场效应管Q1、第二场效应管Q2及电阻R0；

其中，第一场效应管的漏极同时接第二场效应管的漏极及第一场效应管的栅极；第二场效应管的栅极接第一运放的输出端，其源极同时接电阻R0的一端及第一运放的反相输入端，电阻R0的另一端接地；第一场效应管的栅极及源极分别引出充电电流产生模块的两个输出端。

在上述开关电源控制芯片的补偿电路中，所述补偿电压产生模块包括：电阻R1、电容C5、第三场效应管Q3、第四场效应管M0、第五场效应管Q5；

其中，第三场效应管的栅极同时接第一场效应管的栅极及第一场效应管的源极，其漏极接第四场效应管的漏极；第四场效应管的栅极接基准频率输出端，其源极接第五场效应管的漏极；第五场效应管的源极通过电阻R1接地，其栅极接开关电源的逻辑控制模块的输出端，其漏极通过电容C5接地；第三场效应管的源极及第五场效应管的漏极分别引出补偿电压产生模块的两个输出端。

在上述开关电源控制芯片的补偿电路中，补偿电流产生模块包括：第二运放、电阻R6、R8、第六场效应管、第七场效应管、第八场效应管、第九场效应管、第十场效应管及第十一场效应管；

其中，第二运放的同相输入端接第五场效应管的漏极，其反相输入端接电阻R6的一端，其输出端接第七场效应管的栅极；第七场效应管的漏极同时接第六场效应管的漏极、第六场效应管的栅极、第九场效应管的栅极、及第十一场效应管的栅极，其源极接所述电阻R6的一端，电阻R6的另一端同时接地、第八场效应管的源极及第十场效应管的源极；第八场效应管的栅极同时接第十场效应管的栅极、第十场效应管的漏极、及第九场效应管的漏极，其漏极接第四场效应管的漏极；第九场效应管的栅极同时接第六场效应管的栅极及第六场效应管的漏极，其源极同时接第六场效应管的源极、第三场效应管的源极及第十一场效应管的源极；第十一场效应管的漏极同时接控制芯片中的脉宽调整模块及电阻R8的一端，电阻R8的另一端接开关电源中功率管。

本发明提供的开关电源控制芯片的补偿电路中，其结合充电电流产生模块输出充电电流、补偿电压产生模块输出与充电电流信号成正比的补偿电压信号，且通过补偿电流产生模块输出反馈电流I₄及补偿电流I_FF，且I_FF与V_IN/L_P成正比，反馈电流I₄与补偿电流信号I_FF成正比。所以，结合充电电流产生模块、补偿电压产生模块及补偿电流产生模块可以最终生成与成正比的电流补偿信号，进而实现开关电源的Iout为恒定值。同时，补偿电流产生模块输出的与补偿电流信号I_FF成正比的反馈电流I₄反馈可以防止正反馈的产生。因此，本发明提供的反馈电路可以作用于控制芯片进而使开关电源输出精确度较高、稳定性较好的恒定电流。

附图说明

图1为现有技术中常用的开关电源的电路图；

图2为现有技术中对图1进行补偿后的开关电源的电路图；

图3是本发明提供的开关电源控制芯片的补偿电路的原理框图；

图4是本发明提供的开关电源控制芯片的补偿电路结合控制芯片的电路结构示意图；

图5是本发明提供的一实施例中开关电源控制芯片的补偿电路结合功率管的电路图。

具体实施方式

为了使本发明所解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“纵向”、“横向”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。

为了便于对本发明的理解，下面对本发明的原理介绍如下：

根据公式（5），造成恒流偏差的量ΔIp与成正比。所以，本发明通过引入一路与成正比的补偿电流进行前馈补偿即可以实现Iout为恒定值。

如果没有前馈补偿，则控制芯片内部设定的峰值比较电压Vocp与达到Vocp所对应的功率管开通周期ton存在以下关系：

$\frac{\mathrm{Vocp}}{R9}\·\frac{1}{\mathrm{ton}}=\frac{\mathrm{VIN}}{\mathrm{Lp}}---\left(12\right)$

因为存在前馈补偿，公式（12）修正为

$\frac{(\mathrm{Vocp}-\mathrm{Vcomp})}{R9}\·\frac{1}{\mathrm{ton}}=\frac{\mathrm{VIN}}{\mathrm{Lp}}---\left(13\right)$

其中Vcomp为前馈补偿电压值，可见正比于所以，本发明的目的是提供一个补偿电路，该补偿电路输出一个与成正比的电流信号用于控制芯片的前馈补偿，即可实现与成正比的电流补偿信号，进而实现开关电源的Iout为恒定值。

参见图3至图5所示，本发明提供的开关电源控制芯片的补偿电路主要包括充电电流产生模块、补偿电压产生模块及补偿电流产生模块。值得说明的是，本发明针对的是采用反激型拓扑结构的开关电源，该类型开关电源均包括有控制芯片、变压器及功率管。

具体的，充电电流产生模块，充电电流产生模块的输入端接控制芯片的峰值比较电压V_OCP的输出端。充电电流产生模块用于产生与控制芯片的峰值比较电压V_OCP成正比的充电电流信号I₁。补偿电压产生模块的输入端与充电电流产生模块的输出端电连接。补偿电压产生模块用于将充电电流模块产生的充电电流信号转换为补偿电压信号，且补偿电压产生模块使其输出的补偿电压信号与充电电流产生模块输出的充电电流信号成正比且同时与开关电源中功率管的导通时间T_ON成反比。

补偿电流产生模块与补偿电压产生模块的输出端连接，且补偿电流产生模块的输出端提供的信号反馈给补偿电压产生模块以对其输入端的充电电流信号进行反馈调节，即补偿电流产生模块用于产生反馈电流I₄反馈至所述补偿电压产生模块以防止补偿电压产生模块产生正反馈，而且，补偿电流产生模块用于将所述补偿电压信号转换成补偿电流信号I_FF以对控制芯片进行前馈补偿。同时，补偿电流产生模块输出的补偿电流信号I_FF与V_IN/L_P成正比，反馈电流I₄与补偿电流信号I_FF成正比，V_IN为外部输入的线电压，L_P为开关电源中变压器的主边电感量。所以，结合充电电流产生模块、补偿电压产生模块及补偿电流产生模块可以最终生成与成正比的电流补偿信号，进而实现开关电源的Iout为恒定值。同时，补偿电流产生模块输出的与补偿电流信号I_FF成正比的反馈电流I₄反馈可以防止正反馈的产生。因此，本发明提供的反馈电路可以作用于控制芯片进而使开关电源输出精确度较高、稳定性较好的恒定电流。

充电电流产生模块用于产生与峰值比较电压V_OCP成正比的电流信号，本领域技术人员熟知这种实现电压至电流信号的转换的电路。优选地，充电电流产生模块包括第一运放及调整电路，调整电路用于使第一运放的同相输入端与反相输入端的电压相等且用于将第一运放输出的电压信号转换为与所述峰值比较电压V_OCP成正比的充电电流信号I₁；其中，第一运放的同相输入端接控制芯片的峰值比较电压V_OCP的输出端，调整电路连接于第一运放的反相输入端及第一运放的输出端之间。所以，这种充电电流产生模块能快速准确的提供所需的充电电流信号。

再次参加图4及图5所示实施例对本发明提供的补偿电路的工作原理描述如下：

在该实施例中，调整电路包括第一场效应管Q1、第二场效应管Q2及电阻R0；其中，第一场效应管的漏极同时接第二场效应管的漏极及第一场效应管的栅极；第二场效应管的栅极接第一运放的输出端，其源极同时接电阻R0的一端及第一运放的反相输入端，电阻R0的另一端接地；第一场效应管的栅极及源极分别引出充电电流产生模块的两个输出端。补偿电压产生模块包括：电阻R1、电容C5、第三场效应管Q3、第四场效应管M0、第五场效应管Q5；其中，第三场效应管的栅极同时接第一场效应管的栅极及第一场效应管的源极，其漏极接第四场效应管的漏极；第四场效应管的栅极接外部的基准频率输出端，其源极接第五场效应管的漏极；第五场效应管的源极通过电阻R1接地，其栅极接开关电源的逻辑控制模块的输出端，其漏极通过电容C5接地；第三场效应管的源极及第五场效应管的漏极分别引出补偿电压产生模块的两个输出端。其中，基准频率输出端为外部提供的一基准频率信号，其为固定参数，且该基准频率与控制芯片的工作频率同频。

在该优选实施例中，补偿电流产生模块包括：第二运放、电阻R6、R8、第六场效应管、第七场效应管、第八场效应管、第九场效应管、第十场效应管及第十一场效应管。其中，第二运放的同相输入端接第五场效应管的漏极，其反相输入端接电阻R6的一端，其输出端接第七场效应管的栅极；第七场效应管的漏极同时接第六场效应管的漏极、第六场效应管的栅极、第九场效应管的栅极、及第十一场效应管的栅极，其源极接所述电阻R6的一端，电阻R6的另一端同时接地、第八场效应管的源极及第十场效应管的源极；第八场效应管的栅极同时接第十场效应管的栅极、第十场效应管的漏极、及第九场效应管的漏极，其漏极接第四场效应管的漏极；第九场效应管的栅极同时接第六场效应管的栅极及第六场效应管的漏极，其源极同时接第六场效应管的源极、第三场效应管的源极及第十一场效应管的源极；第十一场效应管的漏极同时接控制芯片中的脉宽调整模块及电阻R8的一端，电阻R8的另一端接开关电源中功率管Q4。值得说明的是，脉宽调整模块为控制芯片中PWM&PFM模块中的一部分。

该实施例提供的补偿电路实现对控制芯片提供所需的补偿电流进而实现恒流输出的原理说明如下：

值得说明的是，其中峰值比较电压Vocp由控制芯片中PWM&PFM模块提供（该类型的开关电源所采用的控制芯片通常包括依次电连接的PWM&PFM模块、逻辑控制模块、驱动模块，PWM&PFM模块即脉宽调制模块及脉冲频率调制模块）。Vocp为一固定值。Ton（即文中所指的ton，即图5中功率管Q4的导通时间）为控制芯片中功率管的导通周期，其由逻辑控制模块提供。

补偿电路主要可以分为三个部分，其中A部分为充电电流产生模块，B部分为补偿电压产生模块，C部分为补偿电流产生模块。充电电流产生模块用于产生一路与芯片峰值比较电压Vocp成正比的充电电流信号I₁提供给B模块作为充电电流；B模块则用于产生与ton成反比及与充电电流信号I₁成正比的补偿电压信号；C模块将B模块的补偿电压信号转换成补偿电流信号I_FF以对控制芯片进行前馈补偿，而且，C模块产生一路与前馈补偿电流信号I_FF成正比的反馈电流信号I₄作用于B模块，以防止正反馈的产生。

A部分电路主要由第一运放及电流镜结构（第一场效应管及第二场效应管形成电流镜结构）共同组成。峰值比较电压V_OCP的输出端接到第一运放的同相输入端，通过第一运放的负反馈，使得：

V_OCP=V-   （14）

得到充电电路产生模块输出的充电电流信号K1为A部分中电流镜的比例系数，V-为图中所标的第一运放的反相输入端所在的电压。

B部分为补偿电压产生模块，其中，第四开关管M0为周期性导通，每个周期的导通时间为T0。C5为内置的前馈补偿电容，主要用来实现对开关电流的滤波，使得产生的前馈补偿电压稳定平滑。当前馈补偿模块处于稳定状态时，电容C5上的电压V2的推导原理如下：

由于 $\mathrm{\ΔV}=\frac{I\·T}{C}---\left(16\right)$

因此电容C5充电产生的电压 $\mathrm{\ΔV}1=\frac{(I1-I4)\·T0}{C5}---\left(17\right)$

其中I4为C模块的反馈电流值

电容C5放电产生的电压 $\mathrm{\ΔV}2=\frac{\frac{V2}{R1}\·\mathrm{Ton}}{C5}---\left(18\right)$

其中T0为固定时间参数，Ton为功率管Q4的导通时间。

稳定情况下，ΔV1=ΔV2   （19）

得到 $V2=\frac{(I1-I4)\·T0\·R1}{\mathrm{ton}}=M\frac{\mathrm{Vocp}-V_{\mathrm{FF}}}{\mathrm{ton}}---\left(20\right)$

其中定义 $M=\frac{T0\·R1}{R0\·K1},$ 故M为常数。

而且，定义V_FF=R0·K1·I4（21），其中，K1为A部分中电流镜的比例系数。

由上述公式（20）、（21）计算可得：补偿电压即电容C5上的电压V2与V_OCP-V_FF成正比

C部分主要实现补偿电压到补偿电流再到补偿电压的转换，同样采用运放与电流镜结构，具体的，C部分采用第二运放及多个电流镜）得到补偿电流I_FF与反馈电流I4。

补偿电流 $I_{\mathrm{FF}}=I2=\frac{V2}{R6\·K2}---\left(22\right)$

I4与I2也通过电流镜产生，假设 $I4=K3\·I2=K3\·\frac{\mathrm{Vcomp}}{R8}---\left(23\right)$

K2为第六场效应管Q6与第十一场效应管Q11形成的电流镜结构的电流镜比例系数，K3第八场效应管Q8与第十一场效应管Q11形成的电流镜结构的电流镜比例系数，Vcomp为补偿电压。代入到公式（20）（21），有（24）

其中 $N=\frac{R0\·K1\·K3}{R8}---\left(25\right)$

通过给定适当的电阻比例以及电流镜比例，使得N=1再代入公式24有

$V2=M\frac{\mathrm{Vocp}-\mathrm{Vcomp}}{\mathrm{ton}}---\left(26\right)$

代入公式（22）

得到补偿电流I_FF正比于如公式（13）所述，即I_FF与成正比。因此，本发明提供的补偿电路可以输出一个与成正比的电流信号用于控制芯片的前馈补偿，即可实现与成正比的电流补偿信号，进而实现开关电源的Iout为恒定值。

综上，本发明提供的补偿电路与现有的补偿电路相比，其将主边电感量Lp的偏差也考虑在内，进而消除不同产品之间主边感量Lp差异的影响，进而完善开关电源的输出恒流效果。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。

在本发明的描述中，除非另有规定和限定，需要说明的是，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是机械连接或电连接，也可以是两个元件内部的连通，可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语的具体含义。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种开关电源控制芯片的补偿电路，其特征在于，包括：

充电电流产生模块，用于产生与所述控制芯片的峰值比较电压V_OCP成正比的充电电流信号I₁，充电电流产生模块的输入端接控制芯片的峰值比较电压V_OCP的输出端；

与充电电流产生模块的输出端连接的补偿电压产生模块，用于产生与开关电源中功率管的导通时间T_ON成反比且与所述充电电流信号成正比的补偿电压信号；

补偿电流产生模块，用于将所述补偿电压信号转换成补偿电流信号I_FF以对控制芯片进行前馈补偿，且用于产生反馈电流I₄反馈至所述补偿电压产生模块以防止补偿电压产生模块产生正反馈，其中，补偿电流信号I_FF与V_IN/L_P成正比，V_IN为外部输入的线电压，L_P为开关电源中变压器的主边电感量，反馈电流I₄与补偿电流信号I_FF成正比。

2.如权利要求1所述的开关电源控制芯片的补偿电路，其特征在于，所述充电电流产生模块包括第一运放及调整电路，调整电路用于使第一运放的同相输入端与反相输入端的电压相等且用于将第一运放输出的电压信号转换为与所述峰值比较电压V_OCP成正比的充电电流信号I₁；

其中，第一运放的同相输入端接控制芯片的峰值比较电压V_OCP的输出端，调整电路连接于第一运放的反相输入端及第一运放的输出端之间。

3.如权利要求2所述的开关电源控制芯片的补偿电路，其特征在于，所述调整电路包括第一场效应管Q1、第二场效应管Q2及电阻R0；

其中，第一场效应管的漏极同时接第二场效应管的漏极及第一场效应管的栅极；第二场效应管的栅极接第一运放的输出端，其源极同时接电阻R0的一端及第一运放的反相输入端，电阻R0的另一端接地；第一场效应管的栅极及源极分别引出充电电流产生模块的两个输出端。

4.如权利要求3所述的开关电源控制芯片的补偿电路，其特征在于，所述补偿电压产生模块包括：电阻R1、电容C5、第三场效应管Q3、第四场效应管M0、第五场效应管Q5；

其中，第三场效应管的栅极同时接第一场效应管的栅极及第一场效应管的源极，其漏极接第四场效应管的漏极；第四场效应管的栅极接外部的基准频率输出端，其源极接第五场效应管的漏极；第五场效应管的源极通过电阻R1接地，其栅极接开关电源的逻辑控制模块的输出端，其漏极通过电容C5接地；第三场效应管的源极及第五场效应管的漏极分别引出补偿电压产生模块的两个输出端。

5.如权利要求4所述的开关电源控制芯片的补偿电路，其特征在于，所述补偿电流产生模块包括：第二运放、电阻R6、R8、第六场效应管、第七场效应管、第八场效应管、第九场效应管、第十场效应管及第十一场效应管；

其中，第二运放的同相输入端接第五场效应管的漏极，其反相输入端接电阻R6的一端，其输出端接第七场效应管的栅极；第七场效应管的漏极同时接第六场效应管的漏极、第六场效应管的栅极、第九场效应管的栅极、及第十一场效应管的栅极，其源极接所述电阻R6的一端，电阻R6的另一端同时接地、第八场效应管的源极及第十场效应管的源极；第八场效应管的栅极同时接第十场效应管的栅极、第十场效应管的漏极、及第九场效应管的漏极，其漏极接第四场效应管的漏极；第九场效应管的栅极同时接第六场效应管的栅极及第六场效应管的漏极，其源极同时接第六场效应管的源极、第三场效应管的源极及第十一场效应管的源极；第十一场效应管的漏极同时接控制芯片中的脉宽调整模块及电阻R8的一端，电阻R8的另一端接开关电源中功率管。