CN104242612B - 用于驱动晶体管的方法和系统 - Google Patents

Abstract

一种用于驱动晶体管的方法和系统，其电路包括：第一晶体管，具有耦合到所述第一晶体管的输出节点的参考节点的第二晶体管，以及控制电路。所述控制电路被配置为在第一操作模式期间将第二参考节点耦合到所述第二晶体管的控制端，在第二操作模式期间和第三操作模式期间将浮动参考电压耦合在第二晶体管的控制端和第二晶体管的参考端之间，以及在第三操作模式期间将第三参考节点耦合到第二晶体管的参考端。第二参考节点被配置成具有可操作以接通第二晶体管的电势，并且浮动参考电压可操作以接通第二晶体管。

Description

用于驱动晶体管的方法和系统

技术领域

本发明总体上涉及电子电路，并且更具体地涉及用于驱动晶体管的方法和系统。

背景技术

电源系统是广泛用于许多电子应用，从计算机到汽车。一般来说，电源系统内的电压是通过执行由操作加载有电感器或变压器的开关而提供的DC-DC、DC-AC、和/或AC-DC转换而产生的。这样的系统的一类包括开关模式电源(SMPS)。SMPS通常比其他类型的功率转换系统的效率更高，因为功率转换是通过电感器或变压器的受控制的充电和放电来进行，并且由于跨电阻性压降两端的功耗而减少能量散失。

用于SMPS的具体拓扑结构包括降压-升压转换器和反激式转换器等等。降压-升压转换器通常是利用电感器，而反激式转换器将负载隔离，并且可以通过使用变压器的使电压转换比倍增。除了该能量存储元件(无论是电感器或变压器)，该开关的操作是特别重要的，尤其是在高电压应用中。

一个问题在于相对于在高电压环境中操作半导体开关是避免由于高电压被施加到半导体开关而引起的设备破坏。一些系统依靠使用专门设计以承受在高电压电源中遇到的高母线电压的设备。然而，即使在使用高电压设备时，对于确保在电源电路中的设备能够承受可能出现在开关模式电源中的高电压瞬态条件，一些设计挑战仍然存在。例如，在一些开关模式电源中，该电源电路中的瞬态电压可能会超过供电系统内存在的DC或静止母线电压。

发明内容

根据实施例，一种电路包括：第一晶体管和第二晶体管，以及控制电路。所述第一晶体管具有耦合到第一参考节点的参考端，以及被配置为耦合到开关控制信号的控制端，所述第二晶体管具有耦合到所述第一晶体管的输出端的参考端和被配置为耦合到负载的输出端，并且所述控制电路被耦合到所述第二晶体管的控制端和所述第二晶体管的参考端。该控制电路被配置为在第一操作模式期间将第二参考节点耦合到所述第二晶体管的控制端，在第二操作模式期间和第三操作模式期间，将浮动参考电压耦合在所述第二晶体管的控制端和所述第二晶体管的参考端之间，并且在第三操作模式期间将第三参考节点耦合到所述第二晶体管的参考端。第二参考节点被配置为具有可操作以接通所述第二晶体管的电势，并且浮动参考电压可操作以接通第二晶体管。

附图说明

为了更全面地理解本发明，及其优点，现在参考附图一起进行以下描述，其中：

图1示出实施例电源的框图；

图2示出实施例电源的示意图；

图3a-c示出实施例系统的波形图；

图4示出实施例系统的波形图；

图5示出实施例电源的示意图；

图6示出具有多于两个晶体管的实施例电源的示意图；

图7示出另一实施例电源的示意图；

图8a-b示出又一实施例电源的示意图；

图9示出利用实施例电源的系统的框图；以及

图10示出操作的实施例方法的流程图。

在不同的图中的相应编号和符号一般指的是相应的部分，除非另有说明。绘制图以清楚地示出实施例的相关方面，并且不一定按比例绘制图。

具体实施方式

以下对各种实施例的制造和使用进行了详细的讨论。然而，应当理解，本发明提供可在各种广泛的特定背景下体现的许多可应用的发明性概念。所讨论的具体实施例仅仅是制造和使用本发明的说明性具体方法，并且不限制本发明的范围。

本发明将对于在特定上下文中的各种实施例进行说明，即，在开关模式电源系统中使用的开关驱动器。本发明的实施例也可以应用于其它电子应用中的开关驱动器，但不限于，太阳能逆变器、电信设备、服务器和不间断电源。

对于高电压应用的开关操作的一种方法是使用多个开关来将总电压分布到不同开关。特别地，级联晶体管(通常为MOSFET，但也可以使用其他类型)是一种选择。用于SMPS的级联MOSFET包括具有多个设计挑战的电源解决方案。示例的设计挑战包括维持跨晶体管的有效电压分布以及选择能够承受跨装置而施加的最大电压的晶体管。

根据一些实施方案，两个晶体管可以被耦合到变压器，以形成SMPS。控制电路被配置为将第一晶体管耦合到第二晶体管的控制端。所述控制电路被配置为在整个开关操作过程中在第一晶体管接通和关断时将第二晶体管保持在导通状态。在一些实施例中，在整个开关操作过程中可预见地将述第二晶体管保持在导通状态，限定了跨两个晶体管两端的瞬时电压分布，从而两个晶体管的电压的阻断可以被限定从而对于每个晶体管所需要的最小阻断电压小于在正常开关操作期间跨两个晶体管两端施加的总电压。

现在参照各种实施例，图1示出电源系统100的框图，其包括通过节点101耦合到第二晶体管Q2的第一晶体管Q1，其中节点101连接到晶体管Q1的输出端与晶体管Q2的参考端。应当理解的是，图1的框图可以应用于本文所述的其他更详细的实施例。晶体管Q1和晶体管Q2被进一步通过节点101和节点102耦合到充电偏置控制器110，也被称为控制电路110，其中节点102被连接到晶体管Q2的控制端。晶体管Q1在控制端上从控制器120接收能够被实现的控制信号，例如，在一些实施例中使用常规的开关模式电源(SMPS)控制器和/或脉冲宽度调制(PWM)电路。电源系统100还包括通过高压母线103耦合到变压器TX1的高压电源130。在所示的实施例中，充电偏置控制器110也被连接到高压母线103。在另一实施例中，充电偏置控制器110可以被连接到与高压电源130分离的不同的参考节点。在图示的实施例中，变压器TX1的次级绕组被耦合到负载140。

根据本发明的实施例，高压电源130以给定的参考电压来操作，而晶体管Q1和Q2被控制以对变压器TX1充电和放电以便于将功率供应给负载140。在一些实施例中，控制器120提供脉冲宽度调制控制信号和/或频率调制控制信号，以通过反馈控制保持跨负载140两端的恒定电压。可替换地，控制器120可以被配置为提供恒定电流到负载140。根据一个实施例，控制器120提供将晶体管Q1接通和关断的输出控制信号。晶体管Q2被偏置控制器110偏置。充电偏置控制器110可以被配置为即使当晶体管Q1被关断时仍然保持晶体管Q2偏置，并且被配置为即使当Q1关断时仍然保持晶体管Q2的栅极充电。例如，晶体管Q2可以通过将Q2的栅极-源极电压偏置在等于或高于其阈值而保持在线性操作区。在一些实施例中，通过晶体管Q2的电流被限制为在线性区中保持操作。通过在Q1关断时将Q2偏置在线性区，Q2可以在晶体管Q1被控制器120接通时导通大电流，而没有延迟或只有非常小的延迟。控制器110的其它功能可以包括将晶体管Q1的漏极钳位到高压母线103和/或另一参考电压，以防止晶体管Q1的漏极-源极电压以免超过额定电压。

在一些实施方式中，偏置控制器110或控制电路110在三种模式下操作。有关三种操作模式，晶体管Q1从控制器120接收的开关控制信号。在第一操作模式期间，控制电路110被配置为将节点102上的晶体管Q2的控制端耦合到具有可操作以接通第二晶体管Q2的电势的参考节点。在一个实施例中，在第一操作模式期间，晶体管Q1通过开关控制信号而接通。在第二和第三操作模式期间，控制电路110被配置为将浮动参考电压耦合到节点102上的晶体管Q2的控制端和节点101上的晶体管Q2的参考端之间。在一个实施例中，浮动参考电压可操作以接通晶体管Q2，并且可以使用电容器C20来实施，如以下附图所描述的。在第二操作模式期间，晶体管Q1被关断并且晶体管Q2的输出端的电压低于所限定的阈值。在第三操作模式期间，控制电路110被配置为将另一参考节点耦合到节点101上的晶体管Q2的参考端。此外，在第三操作模式期间，晶体管Q1是关断的，并且晶体管Q2的输出端的电压在第二操作模式的限定阈值之上。根据一个实施例，限定的阈值可以是大约等于晶体管Q1的阻断电压规格。

在一个实施例中，电源系统100操作为反激式转换器，其中根据变压器TX1的匝数比，高压母线103上所施加的DC电压被升高或降低至施加到负载140的电压。高压母线103上所施加的电压可以通过例如高压电源130来提供。高压电源130的示例可以包括经整流的线路电压，高压电池的输出，诸如在电动车辆和/或混合动力车辆中所使用的电池，或其它类型的高压电源。

晶体管Q1和Q2可以例如通过使用功率n沟道MOSFET晶体管来实现，如图所示。可替换地，晶体管Q1和/或Q2可以例如使用一般的IGBT、其它MOS晶体管的类型、JFET、和FET类型晶体管来实现。在一些实施例中，电流受控的晶体管可以与包括诸如具有双极结型晶体管的栅极电阻器的附加的阻抗元件一同使用。

现在参照图2，以在电源系统200中更具体的细节来描绘附加的实施例。如图所示，晶体管Q1由电压源V3来控制。在一些实施例中，电压源V3可以使用被配置为接通和关断Q1的开关驱动器或其他电路来实现。在一个实施例中，晶体管Q1是通过激活信号和解除激活信号来接通和关断。该开关驱动器可以例如作为开关模式电源控制器或PWM电路的输出级来结合。这样的开关驱动器可以在与晶体管Q1同样的集成电路上实施或在单独的集成电路上实施。在一个具体实施例中，电压源V3包括由英飞凌(Infineon)生产的控制器。

在图2所示的实施例中，晶体管Q2的源极连接到节点201并且晶体管Q2的栅极连接到节点202。晶体管Q2的栅极通过电阻器R11和电容器C20耦合到晶体管Q2的源极，并且参考电压V2经由二极管D16耦合到晶体管Q2的栅极。二极管D10在节点204处将电阻器R11和电容器C20耦合到高压母线203。主电压源VBUS经由高压母线203向变压器TX1的初级绕组提供功率。在各种实施例中，电压源VBUS可以包括高达800伏或高于800伏的AC或DC电压供应。在汽车实施例中，电压源VBUS可以由高压电池或电池堆来产生。可替换地，电压源VBUS可以代表其他高电压DC电源，诸如经整流的电力线路电压。

继续参考图2，根据一个实施例，变压器TX1的初级绕组连接在晶体管Q2和高压母线203之间。变压器TX1的次级绕组通过二极管Dout连接到负载Rload。负载Rload具有并联连接的电容器C1。二极管Dout对由变压器TX1的次级绕组输出的电流进行整流，并且电容器C1对跨负载Rload两端的输出电压进行滤波，以减少输出电压上的纹波。

关于图2的电源系统200的操作，电阻器R11和电容器C20被配置为将晶体管Q2保持处于导通状态。在一个实施例中，当晶体管Q1被关断并且不接通时，电阻器R11和电容器C20保持从晶体管Q2的栅极到晶体管Q2的源极的偏置电压。在各种实施例中，偏置电压可以等于、小于、或大于晶体管Q2的阈值电压。在一个实施例中，电容器C20对节点202上的晶体管Q2的控制端和节点201上的晶体管Q2的参考端之间的接通电压进行采样。电压源V2和二极管D16可以被配置为维持对C20充电。

在一个实施例中，偏置电压被施加到晶体管Q2，如下。当晶体管Q1接通时，晶体管Q2的源极处的电压被拉到接近地电位，并且晶体管Q2的栅极经由正向偏置的二极管D16耦合到参考电压V2。因此，晶体管Q2的栅极到源极电压被施加在跨电容器C20两端。然而，当晶体管Q1关断时，跨晶体管Q2两端的栅极到源极电压跨电容器C20两端得以保持。在一些电源实施例中，例如，图2中所描绘的反激式转换器的实施例，由于变压器的TX1的初级绕组的电感，节点206处的电压上升。这样，晶体管Q2的源极(节点201)处的电压上升，并且晶体管Q2的栅极(节点202)处的电压也上升。一旦晶体管Q2的栅极处的电压将二极管D16反向偏置，晶体管Q2的栅极-源极电压在跨电容器C20两端有效地得以采样。因此，在晶体管Q2的栅极和源极处的电压可能会经历大的瞬态电压，而无需关闭晶体管Q2。

在一些实施例中，电容器C20的电容被选择为比晶体管Q2的栅极电容大得多。例如，在一个实施例中，晶体管Q2的栅极电容在大约100pF和大约1nF的之间，并且电容器C20的电容被选择为在大约10nF和大约470nF之间。

在一个实施例中，当晶体管Q1关断时，晶体管Q2操作在线状区域。当晶体管Q1关断时，电流流经电阻器R11和二极管D10到高压母线203，并且晶体管Q2的漏极(节点206)处的电压超过高压母线203的电压一个二极管电压降、跨R11两端的电阻器电压降、和跨晶体管Q2的漏极到源极两端的电压降。可替换地，二极管D10可以被耦合到参考电压而不是电压源VBUS。根据一个实施例，参考电压将决定跨晶体管Q1两端的近似阻断电压，并且Q2的阻断电压可以被选择以支持由于变压器TX1可能出现波动的剩余电压差。在一些实施例中，跨晶体管Q1两端的电压分布被很好地限定，并大多受制于参考电压的电压漂移，从而使得晶体管Q1的阻断电压可能以高精度地来进行选择。

继续参考图2的电源系统200，只要晶体管Q1接通，根据一个实施例，流经R11的电流切换方向，并且二极管D10变为反向偏置。在同一时间，跨晶体管Q2的栅极和源极两端的电压，即节点202和节点201之间的电压差，被充电到由电容器C20进行采样的电压，同时节点201处的晶体管Q2的源极处的电压被晶体管Q1下拉，从而确保晶体管Q2被完全导通。在一些实施例中，Q2在与晶体管Q1的接通时间实际上等同的时间帧内完全导通由晶体管Q1汲取的电流。

在图2中，实施例的开关控制电路示于反激式开关模式电源的情况中。一般来说，反激式转换器的操作期间，耦合到变压器TX1的初级绕组的节点206的开关被接通，从而对变压器TX1的初级绕组进行充电。在图2所示的实施例中，开关使用晶体管Q1和Q2的串联组合来实现。在开关Q1和Q2被接通时，由于初级绕组的电感，流经变压器TX1的初级绕组的电流增加。在晶体管Q1被关断时，由于初级绕组的电感，节点206的电压上升。

在一些实施例中，节点206的电压可能超过高压母线203的电压。一旦节点206的电压超过高压母线203的电压等同于二极管D10的正向偏置电压、和跨电阻器R11两端和跨晶体管Q2的输出电阻两端各自的电压总和，电流经由电阻器R11和二极管D10从晶体管Q2的源极回到高压母线203传导。在一些实施例中，电阻器R11的电阻被选择为使得晶体管Q2保持在线性区域中，并且相比于当晶体管Q1接通时，相对少量的电流从变压器TX1的初级绕组传导。例如，在一个实施例中，电阻器R11的电阻被设定为大约10kΩ，以保持通过电阻器R11的电流在大约0.1mA到大约2mA之间的范围内。然而，应当理解的是，在本发明的可替代实施例中，针对电阻器R11可以选择不同的电阻，以产生不同范围的电流。

当电阻器R11和二极管D10从变压器TX1的初级绕组到高压母线203传导电流时，节点204被钳位在高压母线203的电压之上大约一个二极管压降。在一个实施例中，将节点204处的电压钳位有效地将跨晶体管Q1的漏极和源极两端的最大电压限制为近似于高压母线203的DC电压。另外，跨晶体管Q2的漏极和源极两端的最大电压被降低了近似于节点201处所见的电压。在一个示例实施例中，跨晶体管Q1的漏极和源极两端的最大电压可以在大约70V和大约800V之间，并且跨晶体管Q2的漏极和源极两端所见的最大电压偏移可能在大约200V和大约500V之间。在其他示例实施例中，跨晶体管Q2的漏极和源极两端的电压可以小于跨晶体管Q1的漏极和源极两端的电压，反之亦然。通过考虑跨晶体管Q1的漏极和源极两端的最大电压与跨晶体管Q2的漏极和源极两端所见的最大电压偏移，可以相应地选择晶体管Q1和Q2的阻断电压。在一些实施例中，对于晶体管Q1和Q2所需的阻断电压小于在节点206和接地所见的最大电压偏移。

当开关Q1关断时，存储在变压器TX1初级绕组的能量被传递到变压器TX1次级绕组。在一个实施例中，从变压器TX1的次级绕组供给的电流将二极管Dout正向偏置、对电容器C1充电、并为负载Rload供给电流。根据一个实施例，当晶体管Q2和Q1接通时，并且变压器TX1的初级线圈在充电时，二极管Dout为反向偏置(不导通)并且电容器C1可以被配置为向负载Rload提供电压，而二极管Dout防止电容器C1被放电到变压器TX1的次级绕组。

在一个实施例中，电阻器R11、电容器C20、和二极管D10还在关断事件中协助电源系统200。在其中晶体管Q1和晶体管Q2两者完全导通并且变压器TX1被充电的实施例中，电压源V3可以关断晶体管Q1。一旦晶体管Q1不再导通，电阻器R11和二极管D10提供从节点201到参考电压的电流路径，保持节点201处于基本恒定的电压。一旦晶体管Q2的漏极(节点206)处的电压超过参考电压，电流流经电阻器R11和二极管D10。在图2所示的实施例中，连接到高压母线203的电压源VBUS被配置为充当参考电压。

现在参照图3a-c，描绘了各种说明性曲线。图3a示出了显示跨晶体管Q1和Q2两端的电压分布相对于时间的实施例波形曲线。波形310表示晶体管Q2的漏极-源极电压，并且波形312表示晶体管Q1的漏极-源极电压。波形314表示节点206处的电压，其为晶体管Q1的漏极-源极电压和晶体管Q2的漏极-源极电压的总和。区域302描绘了其间晶体管Q1被关断的操作时间，并且区域304描绘了其间晶体管Q1被接通的操作时间。波形316描绘了上面所描述的高压母线203的电压。晶体管Q1的漏极-源极电压312在区域302中上升，直至其大约等于高压母线203的电压316，在各种实施例中，最大漏极-源极电压312大约等于、小于、或大于高压母线203的电压316。一旦漏极-源极电压312在区域302中达到大约高压母线203的电压316，晶体管Q2的漏极-源极电压310上升。在一些实施例中，晶体管Q2的漏极-源极电压310可以上升至约小于晶体管Q1的漏极-源极电压312的一半。可替换地，晶体管Q2的漏极-源极电压310可以上升为小于或大于晶体管Q1的漏极-源极电压312。在一个实施例中，晶体管Q2的漏极-源极电压310可以为大约高压母线203的电压316。在一些实施例中，漏极-源极电压310可以比漏极-源极电压312高，并且在一些实施例中，漏极-源极电压310可以比漏极-源极电压312低。

根据本发明的实施例，晶体管Q1的漏极-源极电压312一旦越过关断区域302可以为基本上恒定。反之，晶体管Q2的漏极-源极电压310可以如先前所描述的响应于变压器TX1而波动。在一个实施例中，晶体管Q2的漏极-源极电压310波动，但幅度保持小于漏极-源极电压312，后者被保持实际上恒定。在区域304中，当晶体管Q1接通时，随着流经晶体管Q1和Q2的电流增加，晶体管Q1和Q2的漏极-源极电压312和310两者下降。针对每个晶体管Q1和Q2的阻断电压规格可以通过各自的最大漏极-源极电压312和310来确定。在一些实施例中，针对每个设备的最大阻断电压小于电源系统的最大输出电压。应当理解的是，所有的图都未按比例绘制，并且应该理解为电路操作的纯粹说明性实施例。

图3b示出了图示晶体管Q1的栅极-源极电压320和晶体管Q2的栅极-源极电压322的波形。其间晶体管Q1关断的时间被表示为区域302，以及其间晶体管Q1接通的时间被表示为区域304。如图所示，在关断区域302中，晶体管Q1的栅极-源极电压322下降到大约为零或接近于零，从而使晶体管Q1关断。在一些实施例中，在区域302中，晶体管Q2的栅极-源极电压320也可能会下降到大约晶体管Q2的阈值电压，如电压水平324所绘。将栅极电压320保持在阈值电压处或接近阈值电压，使得晶体管Q2至少在线性区域内被偏置。

在接通区域304中，栅极-源极电压322上升，使晶体管Q1重新接通，并导致晶体管Q1开始导通。在所示的实施例中，栅极-源极电压320的上升几乎没有延迟，这是因为晶体管Q2被偏置在线性区域中，而不是完全关断。因此，晶体管Q2跟随晶体管Q1的接通立即导通更高的电流。应当理解的是，所有的图都未按比例绘制，电路操作应该被理解为纯粹说明性的实施例。

图3c示出描绘实施例的通过晶体管Q2的漏极电流330的波形图。如图所示，晶体管Q2的漏极电流330在晶体管Q1和晶体管Q2接通时增加。在关断区域302中，漏极电流330迅速降低，这是因为晶体管Q1不再导通，并且到接地的路径被切断。漏极电流330向下降低到大约电流水平332。在各种实施例中，电流水平332将在范围内变动，但可以仍大于零。电流水平332可以等于晶体管Q2操作在线性区域中时流过晶体管Q2的电流。当晶体管Q1在区域304中重新接通时，漏极电流330开始再次增加。漏极电流330可以在一定范围内以大致线性的方式增加。

图4示出描绘了晶体管Q1的漏极电压442和晶体管Q2的漏极电压440的实施例的电压曲线的波形图。顶部曲线描绘了周期性的接通和关断的行为，并且底部曲线显示了切除展开视图450。在接通区域402中，随着晶体管Q1和Q2两者向接地节点导通电流，漏极电压440和442下降。在关断区域402中，随着晶体管Q1关断并停止向接地节点传导电流，漏极电压440和442上升。根据所示的实施例，晶体管Q1的漏极电压442上升到大约800伏，并且然后保持大约恒定。同时，晶体管Q2的漏极电压440上升约800V到约1100伏的最大值，如图所示。

如参照图1-2所描述的，因为晶体管Q1的漏极连接到晶体管Q2的源极，跨晶体管Q2两端的最大漏极-源极电压将是晶体管Q2的漏极电压440和晶体管Q1的漏极电压442之间的电压差。在所示的实施例中，跨晶体管Q2两端的漏极-源极电压约为300伏。因此可以针对晶体管Q2选择具有至少大约300伏的阻断电压规格的晶体管。晶体管Q1也维持漏极-源极电压近似等于晶体管Q1的漏极电压442，或约800伏。因此可以针对晶体管Q1选择具有至少大约800伏的阻断电压规格的晶体管。如图4所示，并且根据一个实施例，跨晶体管Q1和Q2两端的漏极-源极电压很好地得以表征、可预测、并且得以分配。

现在参照图5所描绘的更详细的实施例，电源系统500包含了如参考图2所描述的所有元件，以及附加的元件。如图所示，晶体管Q2的栅极上的节点202通过与电阻器R5串联的电阻器R7耦合到高压母线203，并且节点202也通过二极管D17耦合到晶体管Q1的漏极上的节点201。跨晶体管Q2和晶体管Q1各自的漏极和源极示出漏极到源极的寄生电容Q2Cds和Q1Cds。

在一个实施例中，在启动过程期间当电容器C20被完全放电时，电阻器R5和电阻器R7对电容器C20充电；从而确保电容器C20初始充电到足够的电压来接通晶体管Q2。根据各种实施例，电阻器R5和R7是大的，可以具有在兆欧姆范围内的总电阻，并可以具有大约4兆欧姆的总电阻。在一个可替换实施例中，如果单个电阻器的额定功率足以承受该系统的高压，可以使用耦合在VBUS和晶体管Q2的栅极之间的单个电阻器。在其它实施例中，串联耦合的电阻器的数量可能依赖于所使用的特定电阻器的电压额定值。

二极管D17为保护二极管，其有助于维持晶体管Q2的栅极偏置电压。参考高压实施例，电源系统500的电路内的杂散电容在接通和关断的瞬态时间期间能够引起轻微的电压波动。根据一个实施例，由于诸如在节点201处的约800伏的高压节点上的小的杂散电容能够引起高达约10伏的波动，二极管D17将防止在接通和关断的瞬态期间形成跨晶体管Q2的栅极和源极两端的负电压。在一个特定的实施例中，当晶体管Q1被导通到约高压母线203，当晶体管Q1没有被导通时，晶体管Q2的栅极和源极参考电压从接地切换。二极管D17可以在存在大的电压波动时防止电路中的杂散电容引起晶体管Q2的栅极-源极电压为负。电容器Q1Cds和Q2Cds表示晶体管Q1和Q2的寄生漏极-源极电容。

现在参照图6所描述的实施例，电源系统600可以包括两个以上的晶体管。如图所示，如前所述的主要包括晶体管Q2、电阻器R11、电容器C20、和二极管D10的电路，可以被复制数次。在所示的实施例中，每个电路的重复保持一致的部件数量，其中附加“a”、“b”、或“c”后缀。由电压源V3控制的晶体管Q1被连接到最终晶体管Q2c的源极，如图所示。二极管D10a-c现在将电阻器R11a-c耦合到各自的参考节点Vref_a-c。在一个实施例中，电压VBUS的电压大于节点Vref_a处的电压，其大于节点Vref_b处的电压，其大于Vref_c处的电压。应当理解的是，更多或更少的晶体管以及所描绘的所附的电路可以在不同的实施例中使用，并保持在本公开的范围之内。

图7示出了使用P型晶体管Q1和Q2的实施例电源系统700。如参照前面的图所述，电源系统700可以以类似的方式操作，只除了总体上反接了各种极性。根据所示的实施例，晶体管Q2和晶体管Q1为PFET，电压源-V3、电压源-V2、和电压源-VBUS是负的电源，并且二极管D10、D16、D17、以及DOUT是反接的。如图所示，晶体管Q1的源极耦合到接地，并且所有参考电压源是负的。在可替代实施例中，Q1可以以除了接地之外的第一节点为基准，在这种情况下，参考电压源被配置为输出小于该第一节点处电压的电压。

根据图8a中所示的实施例，电源系统800的晶体管Q2和晶体管Q1也可以使用JFET来实现。在所示的实施例中，电源系统800可以相对于先前参照图1-7所描述的其它实施例而简化。具体地，在各种实施例中，电阻器R11可以将节点202上的晶体管Q2的栅极直接在节点201上耦合到晶体管Q2，省去了对于电源参考电压和二极管、保护二极管、以及耦合到节点202的电容器的需要。在一个实施例中，电压源V3可以提供负的控制电压信号。在其它实施例中，快速齐纳二极管可以被用作晶体管Q2的栅极上的保护二极管。

在另一个实施例中，如在图8b中所描绘的，晶体管Q1也可以使用开关晶体管，诸如MOSFET，来实现，而晶体管Q2使用常接通晶体管，诸如JFET，来实现。在可替代实施例中，常接通晶体管还可以包括，例如，氮化镓(GaN)晶体管、SOIC JFET、或耗尽型硅MOSFET晶体管，例如耗尽型NMOS设备。开关晶体管还可以包括，例如增强型MOS设备、NMOS设备、PMOS设备、BJT、或IGBT。根据各种实施例，电压源V3可以向晶体管Q1提供正的或负的控制电压。晶体管Q2可以是碳化硅(SiC)型JFET，并可以有大的阻断电压额定值。在一个实施例中，电阻器R11和二极管D10向晶体管Q2的栅极和源极提供电压信号以在各种操作模式期间将晶体管Q2保持处于导通状态。

图9示出用于为电动车辆电池充电的实施例系统900。根据图1-8先前所描述的实施例，电源系统900连接在电压源910和电动车辆920之间以形成高压的电池充电系统。在各种实施例中，电压源910可以包括家用充电系统、电源充电站、电源插座、AC或DC电源、以及它们的任意组合。电动车辆920可以包括含有可充电电池的任何类型的车辆。应当进一步理解的是，这仅仅是一种实施例的使用，并且电源系统900可以合并入任何电源系统以用于与用于操作晶体管相关的系统和方法的任何类型的应用。

图10示出了使用第一晶体管Q1和第二晶体管Q2的操作1000的实施例方法，其中所述第一晶体管Q1具有耦合到第一参考电压的参考端，和被配置为耦合到开关控制信号的控制端，所述第二晶体管Q2具有耦合到所述第一晶体管Q1的输出端的参考端，和被配置为耦合到负载的输出端。操作1000的方法包括：通过施加激活信号到第一晶体管Q1的控制端而接通第一晶体管Q1的步骤1002。步骤1004包括在第二晶体管Q2的控制端和第二晶体管Q2的参考端之间施加接通电压，其中，所述接通电压将第二晶体管Q2偏置于接通状态。步骤1006包括通过将解除激活信号施加到第一晶体管Q1的控制端而关断第一晶体管Q1。步骤1008包括：对第二晶体管Q2的控制端和第二晶体管Q2的参考端之间的接通电压进行采样。步骤1010包括在第二晶体管Q2的输出端的电压超过第三参考电压时将第二晶体管Q2的参考端钳位到第三参考电压。

根据一个实施例，一种电路包括：第一晶体管和第二晶体管，以及控制电路。所述第一晶体管具有耦合到第一参考节点的参考端，以及被配置为耦合到开关控制信号的控制端，所述第二晶体管具有耦合到所述第一晶体管的输出端的参考端和被配置为耦合到负载的输出端，并且所述控制电路被耦合到所述第二晶体管的控制端和所述第二晶体管的参考端。该控制电路被配置为在第二操作模式期间将第二参考节点耦合到所述第二晶体管的控制端，在第二操作模式期间和第三操作模式期间将浮动参考电压耦合到所述第二晶体管的控制端和所述第二晶体管的参考端之间，在第三操作模式期间将第三参考节点耦合到所述第二晶体管的参考端。第二参考节点被配置成具有可操作以接通所述第二晶体管的电势，并且所述浮动参考电压可操作以接通第二晶体管。

在一个实施例中，第一参考节点是接地节点，并且第三参考节点和接地节点之间的电压差被配置为大于第二参考节点和接地节点之间的电压差。所述第一晶体管可以包括第一n沟道MOSFET晶体管，并且第二晶体管可以包括第二n沟道MOSFET晶体管。

在一个实施例中，控制电路进一步被配置为在第二操作模式期间和第三操作模式期间将第二n沟道MOSFET晶体管偏置在线性区域中。在一些实施例中，控制电路包括电容器和第一电阻器，所述电容器具有耦合到所述第二晶体管的控制端的第一端，所述第一电阻器耦合在第二晶体管的参考端与所述电容器的第二端之间。控制电路还可以包括耦合在所述第二参考节点和第二晶体管的控制端的第一二极管，和耦合在电容器的第二端和第三参考节点之间的第二二极管。在一些实施例中，控制电路进一步被配置为在第三操作模式期间提供从所述第二晶体管的参考端到第二参考节点的电流通路。该电路还可以包括具有耦合在所述第三参考节点和第二晶体管的输出端之间的第一绕组的变压器。

在一个实施例中，第一晶体管在第一操作模式期间为接通，在第二操作模式期间第一晶体管为关断并且所述第二晶体管的输出端的电压低于第一阈值，以及在第三操作模式期间所述第一晶体管为关断，并且所述第二晶体管的输出端的电压高于第一阈值。

根据另一个实施例，操作方法包括通过施加激活信号到第一晶体管的控制端而接通第一晶体管，在第二晶体管的控制端和第二晶体管的参考端之间施加接通电压，使得所述接通电压将第二晶体管偏置在接通状态，通过施加解除激活信号到所述第一晶体管的控制端而关断第一晶体管，对所述第二晶体管的控制端和所述第二晶体管的参考端之间的接通电压进行采样，并且在所述第二晶体管的输出端的电压超过第三参考电压时将所述第二晶体管的参考端钳位到第三参考电压。所述第一晶体管具有耦合到第一参考电压的参考端，和被配置为耦合到开关控制信号的控制端。所述第二晶体管的参考端耦合到所述第一晶体管的输出端，并且所述第二晶体管的输出端被配置为耦合到负载。

在一个实施例中，钳位还包括：当所述第二晶体管的输出端的电压超过第三参考电压时限制通过第二晶体管的电流。钳位可以进一步包括将耦合在第三参考电压和所述第二晶体管的参考端之间的二极管进行正向偏置，并且限制通过第二晶体管的电流可以包括限制通过耦合在所述第二晶体管的参考端和所述第三参考电压之间的电阻器的电流。

在一个实施例中，施加接通电压进一步包括将第二参考电压耦合到所述第二晶体管的控制端，并且对接通电压采样还包括从第二晶体管的控制端去耦合第二参考电压。接通电压可以在耦合在第二晶体管的控制端和第二晶体管的参考端之间的电容器上被采样。在一个实施例中，耦合第二参考电压包括将耦合在第二参考电压和第二晶体管的控制端之间的二极管正向偏置，并且去耦合第二参考电压包括将耦合在第二参考电压和第二晶体管的控制端之间的二极管反向偏置。该方法还可以包括利用第二晶体管的输出端来驱动变压器的绕组。

根据又一实施例，电路包括第一晶体管和第二晶体管。所述第一晶体管具有耦合到第一参考节点的参考端，和被配置为耦合到开关控制信号的控制端。所述第二晶体管具有耦合到所述第一晶体管的输出端的参考端，和被配置为耦合到负载端的输出端。该电路还包括具有耦合到所述第二晶体管的控制端的第一端和耦合到所述第二晶体管的参考端的第二端的第一电容器、耦合在第二参考节点和第二晶体管的控制端之间的第一二极管、和耦合在第三参考节点和所述第一电容器的第二端之间的第二二极管。

在一个实施例中，该电路还包括耦合在第一电容器的第二端和第二晶体管的参考端之间的电阻器。该电路可以进一步包括耦合在第二晶体管的输出端和负载端之间的第三晶体管、具有耦合到第三晶体管的控制端的第一端，耦合到第三晶体管的参考端的第二端的第二电容器、耦合在第二参考节点和第三晶体管的控制端之间的第四二极管、和耦合在第四参考节点和第二电容器的第二端之间的第五二极管。

在一个实施例中，该电路还包括具有耦合到第二晶体管的输出端的绕组的第一端的变压器。在一些情况下，第一绕组的第二端可以耦合到第三参考节点。

在一个实施例中，第一晶体管包括第一MOSFET并且第二晶体管包括第二MOSFET。该电路还可以包括耦合在第一电容器的第一端和第三参考节点之间的电阻器和/或耦合在第二晶体管的控制端和第二晶体管的参考端之间的第三二极管。

根据又一实施例，电路包括：具有耦合到第一参考节点的参考端，配置成耦合到开关控制信号的控制端的开关晶体管、具有耦合到开关晶体管的输出端的参考端和被配置为耦合到负载端的输出端的常接通晶体管、具有耦合到常接通晶体管的控制端的第一端和耦合到常接通晶体管的参考端的第二端的第一电阻器、以及耦合在第二参考节点和常接通晶体管的控制端之间的第一二极管。开关晶体管可以包括MOSFET，并且常接通晶体管可以包括JFET。

各种实施例的优点包括在操作期间使用具有小于由半导体开关所见的最大电压的阻断电压的晶体管的能力。通过使用具有较低阻断电压的晶体管，电源系统的尺寸和成本可以得以被降低。其中开关晶体管的漏极-源极电压在接通和关断期间被良好定义的进一步的有利实施例包括使用彼此不匹配的晶体管的能力。在一些实施例中，这允许系统设计的灵活性，并可以导致相较于其他的系统而言成本节省。各种实施例的额外的益处包括晶体管的寄生电容的负面影响下降。在一些实施例中，平衡电路降低了寄生电容，并提高了瞬态电路行为的可预测性，使得更良好定义的电路部件需求。

参考低功率和高电压应用的进一步优势，本文所描述的各种实施例提供了低成本高效率的解决方案，其能有效地替代高压单管IGBT开关。各种改进方案可以包括降低的功耗和更高的可实现的频率。

虽然已经对当前实施例及其优点进行详细说明，应当理解的是，本文可以作出的各种改变、替换和变更不脱离如所附的权利要求书所限定的本发明的精神和范围。例如，许多上面所讨论的特征和功能可以利用不同类型的设备的各种电路元件和晶体管来实现。

此外，在本申请的范围并非旨在被限定于说明书中所描述的过程、机器、制造、物质组成、手段、方法或步骤的具体实施例。如本领域的普通技术人员将易于从本发明的公开中了解的，如本文中所描述的响应的实施例那样实现基本上相同功能或实现相同结果的过程、机器、制造、物质组成、手段、方法或步骤，当前存在或以后待开发的，都可以根据本发明来进行利用。因此，所附权利要求书旨将此类过程、机器、制造、物质组成、手段、方法或步骤包括在其范围内。

Claims (26)

1.一种电路，包括：

第一晶体管，具有耦合到第一参考节点的参考端，以及配置为耦合到开关控制信号的控制端；

第二晶体管，具有耦合到所述第一晶体管的输出端的参考端和配置为耦合到负载的输出端；

控制电路，耦合到所述第二晶体管的控制端以及耦合到所述第二晶体管的所述参考端，其中所述控制电路被配置为：

在第一操作模式期间，将第二参考节点耦合到所述第二晶体管的所述控制端，其中所述第二参考节点被配置为具有可操作以接通所述第二晶体管的电势；

在第二操作模式期间以及在第三操作模式期间，将浮动参考电压耦合在所述第二晶体管的所述控制端和所述第二晶体管的所述参考端之间，其中所述浮动参考电压可操作以接通所述第二晶体管；以及

在所述第三操作模式期间，将第三参考节点耦合到所述第二晶体管的所述参考端，

其中：

所述第一晶体管在所述第一操作模式期间接通；

所述第一晶体管在所述第二操作模式期间关断，并且所述第二晶体管的所述输出端处的电压低于第一阈值；并且

所述第一晶体管在所述第三操作模式期间关断，并且所述第二晶体管的所述输出端处的电压高于所述第一阈值。

2.根据权利要求1所述的电路，其中：

所述第一参考节点为接地节点；并且

所述第三参考节点和所述接地节点之间的电压差被配置为大于所述第二参考节点和所述接地节点之间的电压差。

3.根据权利要求2所述的电路，其中：

所述第一晶体管包括第一n沟道MOSFET晶体管；并且

所述第二晶体管包括第二n沟道MOSFET晶体管。

4.根据权利要求3所述的电路，其中所述控制电路进一步被配置为在所述第二操作模式和所述第三操作模式期间将所述第二n沟道MOSFET晶体管偏置在线性区域中。

5.根据权利要求1所述的电路，其中所述控制电路包括：

电容器，所述电容器包括耦合到所述第二晶体管的所述控制端的第一端；和

第一电阻器，所述第一电阻器耦合在所述第二晶体管的所述参考端与所述电容器的第二端之间。

6.根据权利要求5所述的电路，其中所述控制电路进一步包括：

第一二极管，所述第一二极管耦合在所述第二晶体管的所述控制端和所述第二参考节点之间；和

第二二极管，所述第二二极管耦合在所述电容器的所述第二端和所述第三参考节点之间。

7.根据权利要求1所述的电路，其中所述控制电路进一步被配置为提供在所述第三操作模式期间从所述第二晶体管的所述参考端到所述第三参考节点的电流通路。

8.根据权利要求1所述的电路，进一步包括变压器，所述变压器具有耦合在所述第二晶体管的所述输出端和所述第三参考节点之间的第一绕组。

9.根据权利要求1所述的电路，其中所述第二晶体管的所述输出端被配置为接收负载电压，所述负载电压跨所述第一晶体管和所述第二晶体管进行分压。

10.根据权利要求1所述的电路，其中在所述第二操作模式期间和所述第三操作模式期间，所述第二晶体管的所述控制端和所述第二晶体管的所述参考端相对于地浮动。

11.一种操作第一晶体管和第二晶体管的方法，所述第一晶体管具有耦合到第一参考电压的参考端和被配置为耦合到开关控制信号的控制端，所述第二晶体管具有操作地耦合到所述第一晶体管的输出端的参考端和被配置为耦合到负载的输出端，其中所述方法包括：

通过将激活信号施加到所述第一晶体管的所述控制端而接通所述第一晶体管；

在所述第二晶体管的控制端和所述第二晶体管的所述参考端之间施加接通电压，其中所述接通电压将所述第二晶体管偏置于接通状态；

通过将解除激活信号施加到所述第一晶体管的所述控制端而关断所述第一晶体管；

对所述第二晶体管的所述控制端和所述第二晶体管的所述参考端之间的所述接通电压进行采样；以及

在所述第二晶体管的所述输出端处的电压超过第三参考电压时，将所述第二晶体管的所述参考端钳位到所述第三参考电压。

12.根据权利要求11所述的方法，其中钳位进一步包括在所述第二晶体管的所述输出端处的所述电压超过所述第三参考电压时，对通过所述第二晶体管的电流进行限制。

13.根据权利要求12所述的方法，其中：

钳位进一步包括将耦合在所述第二晶体管的所述参考端与所述第三参考电压之间的二极管进行正向偏置；以及

对通过所述第二晶体管的电流进行限制包括对通过耦合在所述第二晶体管的所述参考端和所述第三参考电压之间的电阻器的电流进行限制。

14.根据权利要求11所述的方法，其中：

施加所述接通电压进一步包括将第二参考电压耦合到所述第二晶体管的所述控制端；以及

对所述接通电压进行采样进一步包括将所述第二参考电压从所述第二晶体管的所述控制端解耦，其中所述接通电压在耦合在所述第二晶体管的所述控制端和所述第二晶体管的所述参考端之间的电容器上被采样。

15.根据权利要求14所述的方法，其中：

耦合所述第二参考电压包括将耦合在所述第二晶体管的所述控制端和所述第二参考电压之间的二极管进行正向偏置，以及

将所述第二参考电压解耦包括将耦合在所述第二晶体管的所述控制端和所述第二参考电压之间的二极管反向偏置。

16.根据权利要求11所述的方法，进一步包括利用所述第二晶体管的所述输出端来驱动变压器的绕组。

17.一种电路，包括：

第一晶体管，所述第一晶体管具有耦合到第一参考节点的参考端，和被配置为耦合到开关控制信号的控制端；

第二晶体管，所述第二晶体管具有耦合到所述第一晶体管的输出端的参考端和被配置为耦合到负载端的输出端；

第一电容器，所述第一电容器具有耦合到所述第二晶体管的控制端的第一端和耦合到所述第二晶体管的所述参考端的第二端；

第一二极管，所述第一二极管耦合在所述第二晶体管的所述控制端和第二参考节点之间；以及

第二二极管，所述第二二极管耦合在所述第一电容器的所述第二端与第三参考节点之间。

18.根据权利要求17所述的电路，进一步包括电阻器，所述电阻器耦合在所述第一电容器的所述第二端和所述第二晶体管的所述参考端之间。

19.根据权利要求18所述的电路，进一步包括：

第三晶体管，所述第三晶体管耦合在所述第二晶体管的所述输出端和所述负载端之间；

第二电容器，所述第二电容器具有耦合到所述第三晶体管的控制端的第一端和耦合到所述第三晶体管的参考端的第二端；

第四二极管，所述第四二极管耦合在所述第三晶体管的所述控制端和所述第二参考节点之间；以及

第五二极管，所述第五二极管耦合在所述第二电容器的所述第二端和第四参考节点之间。

20.根据权利要求18所述的电路，进一步包括变压器，所述变压器具有耦合到所述第二晶体管的所述输出端的绕组的第一端。

21.根据权利要求20所述的电路，其中所述绕组的第二端被耦合到所述第三参考节点。

22.根据权利要求17所述的电路，其中：

所述第一晶体管包括第一MOSFET；并且

所述第二晶体管包括第二MOSFET。

23.根据权利要求17所述的电路，进一步包括耦合在所述第一电容器的所述第一端和所述第三参考节点之间的电阻器。

24.根据权利要求17所述的电路，进一步包括耦合在所述第二晶体管的所述控制端和所述第二晶体管的所述参考端之间的第三二极管。

25.一种电路，包括：

开关晶体管，所述开关晶体管具有耦合到第一参考节点的参考端，和被配置为耦合到开关控制节点的控制端，所述第一参考节点具有第一参考电压；

常接通晶体管，所述常接通晶体管具有耦合到所述开关晶体管的输出端的参考端和被配置为耦合到负载端的输出端；

第一电阻器，所述第一电阻器具有耦合到所述常接通晶体管的控制端的第一端和耦合到所述常接通晶体管的所述参考端的第二端；以及

第一二极管，所述第一二极管耦合在所述常接通晶体管的所述控制端和第二参考节点之间，所述第二参考节点具有第二参考电压，其中所述第二参考节点与所述开关控制节点分离。

26.根据权利要求25所述的电路，其中：

所述开关晶体管包括MOSFET；以及

所述常接通晶体管包括JFET。