CN104221209B

CN104221209B - 具有带反向mosfet的降压转换器的光伏系统充电控制器

Info

Publication number: CN104221209B
Application number: CN201080071040.5A
Authority: CN
Inventors: 史蒂芬·杜波夫斯基
Original assignee: Morningstar Corp
Current assignee: Morningstar Corp
Priority date: 2010-12-03
Filing date: 2010-12-03
Publication date: 2016-10-26
Anticipated expiration: 2030-12-03
Also published as: US20120139471A1; WO2012074530A1; CN104221209A; US8513913B2

Abstract

一种用于光伏系统的最大功率点跟踪充电控制器，包括用于从光伏阵列接收最大功率电压作为输入并提供电压输出为电池组充电同时将电压输入转换为与电池组充电需要的电压相匹配的电压输出的降压转换器，降压转换器包括电感、第一开关和第二开关，第二开关包括与并联二极管串联连接的第一MOSFET和第二MOSFET，其中，第二MOSEFT的结构与所述第一MOSFET的结构反相。

Description

具有带反向MOSFET的降压转换器的光伏系统充电控制器

技术领域

本发明总体涉及光伏系统充电控制器，尤其是采用最大功率点跟踪的光伏系统充电控制器，以及应用在光伏系统充电控制器和反相换流器中的功率电器。

背景技术

从太阳能发电的光伏（PV）系统已经确立自己为一种成功的、可靠的发电选择。随着这类系统的成本已经降低，公共事业供电的成本逐步提高，以及更加关注可再生能源和替代能源的需求，光伏系统持续被普及开来。基本上，光伏系统包括：由能够将太阳能转化为直流（DC）电能的光伏电池组成的一个或多个光伏板或模块构成的光伏阵列；由用于存储光伏阵列产生的电能的一个或多个电池组成的电池组；和用于控制由光伏阵列产生电能对一个或多个电池充电的充电控制器。由光伏阵列产生的和/或存储在电池组中的直流（DC）电能提供用于负载的供电。在一些系统中，负载可包括用于将直流（DC）电能转换为适合功率交流（AC）负载的交流电（AC）的反相换流器。光伏系统经常被用于独立于公共电源的功率负荷，如其中来自公用电网的电力是不可用的或不可行的，且这些光伏系统通常被称作“离网”和“独立”的光伏系统。在其他情况下，称为“在网”和“电网连接”光伏系统的光伏系统被用于向公用电网供应电力。

光伏系统已经设计为不采用最大功率点跟踪（MPPT）的传统充电控制器，这种控制器称作非最大功率点跟踪的充电控制器。非最大功率点跟踪充电控制器将光伏（PV）阵列直接连接至电池组进行充电。通常，光伏阵列的输出电压和电池组进行充电所需的电压之间是不匹配的，导致光伏阵列的最大功率输出利用率不足。不匹配的原因在于，在标准测试条件下，大多数光伏模块的额定标称值为12V，但因为它们是为差于标准条件设计的，所以实际上它们明显产生更多的电压。另一方面，例如标称值12V的电池根据电池的充电状态需要更接近实际的12V（通常14V）。当非最大功率点跟踪（non-MPPT）充电控制器正在对电池组充电时，PV模块经常迫使在电池电压小于 PV模块能够产生其最大功率的最佳运行电压下工作。因此，通过制约光伏阵列在最大输出功率运行，非最大功率点跟踪充电控制器人为限制电力生产到次优水平。

通过使用功率电器来管理光伏阵列和电池组之间的电压不匹配，最大功率点跟踪（MPPT）充电控制器解决了非最大功率点跟踪充电控制器的上述缺点。

最大功率点跟踪充电控制器执行的主要功能涉及测量光伏模块输出来寻找最大功率电压（VMP），即PV模块能够产生最大功率的电压，并涉及在最大功率电压运转PV模块以从光伏阵列提取或收获全部功率（瓦），而与当前的电池电压（VB）无关。

光伏模块由具有单个操作点的光伏（PV）电池构成，其中电池的电流值（I）电压值（V）导致最大的功率输出。最大功率电压VMP随操作条件，包括天气、阳光强度、阴天和光伏电池温度而变化。随着光伏模块的最大电池电压VMP变化，最大功率点跟踪充电控制器“跟踪”VMP并调整输送到电池中的最大功率电压和电流之间的比率，以与电池需要匹配。最大功率点跟踪充电控制器使用控制电路或逻辑搜索最大功率输出操作点并采用功率电器从光伏模块中抽取最大功率。

最大功率点跟踪充电控制器使用的功率电器具有超过输出电压的更高输入电压，因此VMP> VB。在反相换流器中，输入电压可能比输出电压低。通常功率电器设计包括高频DC-DC转换器，它从作为转换器输入的光伏阵列接受最大功率电压并将最大功率电压转换成作为转换器输出的电池电压。通过收获使用非最大功率点跟踪（non-MPPT）充电控制器就会留下未收获的光伏模块功率可以实现电池充电电流的增加。随着最大功率电压变化，实际的充电电流增加的实现也会有所不同。一般来说，光伏阵列的最大功率电压和电池电压的不匹配和区别越大，充电电流的增加也会越大。充电电流的增加在较低的温度下通常是更大的，因为随着光伏电池温度的下降，光伏模块可用的功率输出和最大功率电压将增加。此外，在电池高度放电的情况下，较低的电池电压将导致更大的充电电流的增加。

大多数最大功率点跟踪充电控制器使用设计为包括“降压”转换器，其具有将较高的输入电压“降低”到较低的输出电压的拓扑形状。降压转换器，也被称为“降低”转换器，在功率电器领域是常见的，基本上包括电感器和两个互补的开关，以实现从输入到输出的单向或双向的功率流。第一开关通常是诸如MOSFET或晶体管的控制开关，第二开关通常是诸如二极管的不受控制的开关。降压转换器在将电感器从光伏阵列连接到输入电压（VA）以存储能量在电感器中和使电感器放电到电池组中之间交替。当第一开关开启一段时间，第二开关变为反向偏置且电感器被连接到输入电压VA。横过电感器有一正电压（VL）等于输入电压VA减去输出电压（VB），因此VL= VA-VB，电感器电流（IL）有所增加。在这种“导通”状态下，能量储存在电感器中。当第一开关“断开”时，由于电感器的能量存储，电感器电流lL的继续流动，导致横过电感器的电压为负电压（VL=-VB）。

电感器电流流过被正向偏置的第二开关，且通过电感器的电流L减小。在这种“断开”状态下，能量继续传递到输出直到再次打开第一开关，开始另一开闭的周期。当在蒸流周期，通过电感器的电流绝不会降至零时，降压转换器在连续导通模式（CCM）下工作。如果降压转换器在连续导通模式（CCM）下工作，输出电压（VB）等于VAX d，其中d是开关的占空比（ d=[0，1]）。当每个蒸流周期，通过电感器的电流变为零时，降压转换器在不连续导通模式（DCM）下工作。

当降压转换器在连续导通模式下工作时，电感器中的电流不从前一周期衰减到零。当在降压转换器中，金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）用作第一开关，二极管被用作第二开关时，二极管在MOSFET“接通”时其中仍有电流。当二极管正是如此从其“接通”、正向偏置或导通状态切换成其“断开”、反向偏置或阻塞状态时，在二级管阻隔反向电流之前二极管中的电流必须首先被放电。这种放电需要一定量的时间，称为二极管的反相恢复时间（Trr）。在此期间，二极管可短暂地向后传导电流。具有较快或短的反相恢复时间的二极管可称为“高速”或“快速”二极管，而具有较慢或较长的反相恢复时间的二极管通常称为“低速”或“慢速”二极管。一些高速二极管进行优化，以具有“超快速”的TRR，且这些被称为“超快速”二极管。高速二极管有利于以更低的开关损耗和较低的电磁干扰（EMI）提供快速开关动作，但当电流在其“接通”、正向偏置或导通状态流过二极管时，不利于横过二极管端子存在它们的更高正向电压，即正向电压降，这会导致更高的导通损耗，伴随效率的损失。为了增加效率，通过使用较慢的二极管可以降低传导损耗，但较慢的二极管由于其更高的开关损耗和较高的EMI是不利的。因此，降压转换器的设计往往涉及较慢的二极管（较低传导损耗，但较高开关损耗和EMI）和高速二极管（高的传导损失但较低的开关损耗和EMI）之间设计的权衡。

使用称为“同步整流”的技术可以提高降压转换器的效率。在同步整流中，在降压转换器中作为第二开关的二极管可以被替换为功率MOSFET，如同所有的功率MOSFET，它在MOSFET晶体管的源极和漏极之间具有内部或固有的反平行的寄生体二极管。当主体二极管正向偏置并导通电流时，在主体二极管开始导通后，短时间内打开MOSFET晶体管。在降压转换器中的第一开关将回复打开之前，短时间内关闭MOSFET晶体管。在“打开”状态的第二开关的MOSFET表现为低阻值的电阻，降低了正向电压并产生更低的损耗。尽管该MOSFET为“接通”状态，主体二极管的正向电压降仅限于MOSFET晶体管的“接通”电阻。这种正向压降可显着低于上文提到的降压转换器中作为第二开关的二极管中的电压降，从而降低导通损耗。然而，同步整流的方法是不利的，因为MOSFET的反平行主体二极管通常具有很长的反向恢复时间，导致更高的开关损耗和较高的EMI。

其他降低降压转换器中导通损耗的方法涉及使用肖特基二极管，其具有典型的低正向压降和快速开关动作。在低电压降压转换器中，肖特基二极管可以与MOSFET平行放置，它的内在主体二极管作为第二开关。由于肖特基二极管的正向电压降远低于主体二极管的正向电压降，绝大部分需要导通的电流将流过反向恢复时间很短的肖特基二极管。肖特基二极管对于更高的电压即大于150伏的电压而言是不可用的，从而取消了它们作为较高电压降压转换器的选择。即使对于电压需要在80-100伏范围内的应用，肖特基二极管的正向电压降增加到相当于或者高于MOSFET的主体二极管的正向电压降，使得在上述的设计方法变得不可行。

降压转换器可以设计具有第二开关，其由两个与并联二极管串联的MOSFET组成，二极管可以是包括肖特基二极管和超快速二极管的任何合适的快速二极管。串联连接的MOSFET的内在主体二极管在当“打开”时有两倍的正向电压，使得并联二极管对其局限性是有利的。这种方法的缺点是导通损耗增加，因为在同步整流模式时或在沿向前方向依赖于降压转换器的拓扑结构导电时，电流必须流经两个场效应管（FETs）。其他缺点涉及到MOSFET之一上的浮动源和晶体管的栅极无法连接以及从相同的栅极驱动器驱动，这发生在当MOSFET是不同部件编号或因为即使MOSFET是相同的部分号码但不同的零件公差。尽管在设计中可以纳入额外的二极管使栅极从一普通的栅极驱动器被驱动，额外的二极管产生一些缺点，包括较低反向恢复时间的二极管的增大正向电压、泄漏电感的影响，额外二极管的电流开关速率，较慢的电流转换率，更长的死区时间和传导损耗。

通常，例如MOSFET的场效应管安排在电路上，场效应管连接在“源对漏”串联结构中。在两个场效应管连接成“背对背”串联结构中的电路至今限制于包括固态继电器和基质变换器的应用。

使用“背对背”场效应管串联结构、无并联二极管的商用固态继电器阻止了双向直流和交流电压。阻止在这种继电器中的正负极性是相同的，因此使用的场效应管是相同的。场效应管当“导通”时在任一方向导通电流，当“关闭”时在任一方向阻止电压。基质转换器，通常存在于大型电机驱动器中，最常用来将一个频率和电压的多相交流电转换为另一个电压和频率的多相交流电，无需首先将交流输入电压转换为直流电压，与电容器过滤，通过反相换流器，以产生低电压和不同频率的交流输出。在基质转换器中的每个开关必须阻止对称的正电压和负电压，因为在任何时刻一些交流输入相是负的，而交流输出需要是正的，反之亦然。大多数基质转换器在高电压下使用，而且需要这些高电压的MOSFET具有非常高的电阻。因此，大多数基质转换器采用绝缘栅双极晶体管（IGBT），其通常比相同级别效率的MOSFET要廉价。

由上文可见，存在一种对最大功率点跟踪充电控制器的降压转换器的需求，该降压转换器能够克服上述问题和缺点的，同时能够使用不必具有相同类型或等级的MOSFET，能够使用较低电压的MOSFET，能够使用较小芯片面积的MOSFET，能使MOSFET的栅极由相同的栅极驱动器来驱动，能够简化栅极驱动器，能够使用任何合适的包括超快速二极管在内的二极管以优化低开关损耗，能够使用二极管，否则因为其较高的正向电压是不合适的，减小了漏电阻的影响，实现了更快的电流传输，减少了开关损耗和死区时间，最小化了导电损耗，提供可更高的整体效率并降低成本。在降压转换器中还需要克服了上述问题和缺点的电开关结构，同时类似地有利用于升压或其他类型的转换器和反向换流器。

发明概述

光伏系统的最大功率点跟踪充电控制器采用了最大功率点跟踪算法以跟踪光伏阵列产生的最大功率电压的光伏阵列的最大功率点。充电控制器集成了降压转换器，用于接收从作为压力输入的光伏阵列到降压转换器的最大功率电压并从降压转换器提供电压输出以对电池组充电。降压转换器将输入电压转换为与电池组充电所需要的电压匹配的输出电压。当输入电压大于电池组充电所需要的电压时降压转换器储存电能。降压转换器包括电感，包括MOSFET的第一开关和包括第一MOSFET和第二MOSFET的第二开关，它们与并联二极管成背对背串联结构的连接，其中，第二MOSFET的结构与第一MOSFET的结构是相反的或相对的。第一和第二MOSFET可以是n沟道MOSFET，并联的二极管可以是任何适合的二极管，包括肖特基二极管和具有快速反向恢复时间的超快二极管以优化低开关损耗。第一和第二MOSFET可以是不同类型的MOSFET，可以标定不同的电压，并且可以具有不同的电路小片区域。第一和第二MOSFET的栅极可以由替代位置处的共同栅极驱动器驱动。

除了降压转换器，与平行二极管连接成背对背串联结构的第一和第二MOSFET可用在其他电路中，包括升压或“加强”转换器以及其他转换器和反相换流器。

结合本发明的附图，通过下面关于本发明的详细描述，本发明的各种目的、好处和优点显而易见。

附图说明

图1是显示集成在光伏（PV）系统中的最大功率点跟踪（MPPT）充电控制器的图示，其中，MPPT充电控制器电连接至光伏（PV）阵列、电池组和负载。

图2是显示使用MPPT充电控制器，借助光伏阵列产生的电力对电池组进行充电的电气原理图。

图3A是对于光伏阵列的标称值12V离网光伏模块的典型电流（I）与电压（V）的输出曲线。

图3B是对于标称值12V离网光伏模块的典型功率输出曲线。

图4是光伏系统的现有MPPT充电控制器中常规使用的基本降压转换器的电气原理图。

图5是在连续导电模式时降压转换器的第一和第二开关的开-关循环中，例虱通过图4的降压转换器的电流和电压图示。

图6是常规金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）的电气原理图。

图7是包括作为第一开关SW1的MOSFET和作为第二开关SW2的二极管的基本在前降压转换器电气原理图。

图8是包括作为开关SW1的MOSFET和作为开关SW2的MOSFET的替代在前降压转换器电气原理图。

图9是包括作为开关SW1的MOSFET和作为开关SW2的MOSFET与并联肖特基二极管的另一替代的在前降压转换器的电气原理图。

图10是包括作为开关SW1的MOSFET和作为开关SW2的与并联二极管串联设置的第一MOSFET和第二MOSFET的现有降压转换器的电气原理图。

图11是图1和图2的MPPT充电控制器中使用的降压转换器电气原理图。

图12是图11的降压转换器中第二开关SW2的电气原理图，显示了第二开关SW2的MOSFET栅极驱动的替代位置。

发明详述

光伏（PV）系统12中包括的最大功率点跟踪（MPPT）充电控制器10例示在图1中。光伏系统12包括光伏（PV）阵列14，其包括一个或多个光伏（PV）模块或面板16，电池组18，其包括一个或多个电池20，和最大功率点跟踪充电控制器10，其电连接到阵列14和电池组18上。图1中还示出了最大功率点跟踪充电控制器10，具有电连接到负载22上的控制器的负载输出连接，负载22通过光伏系统12供电。最大功率点跟踪充电控制器10上的负载输出连接用于传送电池电压至负载22。通常的负载22包括灯、泵、电机、直流电器设备和电子设备。最大功率点跟踪充电控制器10的负载输出连接可以电连接到负载分布面板上，在这种情况下，负荷分布面板可能被认为是负载22。光伏系统12可包括电连接到电池组18的反相换流期（图中未示出），以将一个或多个电池20的直流电转换为交流电，并为交流电负载供电，反相换流器可如此被认为是负载。尽管本发明的以下描述是指光伏系统，其中，光伏阵列14由一个单个光伏模块或面板16组成，电池组18由单个电池20组成，应当理解的是，本发明意在包括光伏系统，其中，光伏阵列14由多个光伏模块或面板16和/或电池组18由多个电池20组成的那些组成。

PV模块16由能将太阳能转化为电能的光伏（PV）电池24组成。电池20能储存PV模块16产生的电能。如图2所示，最大功率点跟踪充电控制器10利用PV模块16产生的电能控制电池20的充电。最大功率点跟踪充电控制器10从PV阵列14接收输入电压VA。来自最大功率点跟踪充电控制器10的输出电压VB供给电池20。光伏阵列14产生并存储在电池20中的电能可以给负载22供电。此外，电池20可用于给最大功率点跟踪充电控制器10供电。或者，最大功率点跟踪充电控制器10可以关闭光伏阵列14的电源。

在一优选但无限制性的实施方式中，最大功率点跟踪充电控制器10被设计用于光伏系统12使用，该系统中，光伏阵列14为12伏，24伏，36伏或48伏的标称离网型光伏模块阵列，系统电压为12，24，36或48伏特，电池的工作电压在8-72伏的范围内，最大电池电流为45或60安培，输入到控制器的最大允许光伏阵列是36或48安培，最大功率点跟踪充电控制器的最大输入电压为150伏特，对于12伏的电池系统，最大电池电流45安培的额定输入功率是600瓦，对24伏的电池系统是1200瓦，对48伏的电池系统是2400瓦，对于12伏的电池系统，最大电池电流为60安培的额定输入功率为800瓦，对24伏的电池系统是1600瓦，对48伏电池系统是3200瓦。光伏阵列14的额定电压必须等于或大于电池组18的额定电压。最大功率点跟踪充电控制器10可用在光伏系统12中，其中，只要在最坏情况（最冷）的光伏模块温度下，光伏阵列的开路电压（V0C）等级不超过150伏的最大输入电压的等级，光伏阵列14由一个或多个电网连接的模块组成。

图3A描绘了称值为12V的离网光伏模块16的典型电流（I）与电压（V）的输出曲线。最大功率电压VMP是电流和电压的乘积（安培X伏特）最大处的电压，它落在光伏模块I-V曲线的“拐点”上，如图3A所示。图3B是标称值为12V的离网光伏模块的典型功率输出曲线。在12V系统中，电池电压可从10-15V 直流的范围变化，但再次参见图3A，光伏模块16的最大功率电压VMP通常约为16V或17V。最大功率电压VMP随操作条件，包括天气、阳光强度、阴天和光伏电池温度而变化。正如之前在上文所阐述的，传统的光伏系统的非最大功率点跟踪的充电控制器直接连接光伏模块16到电池20上进行充电。这种类型的充电控制器经常需要PV模块16在低于模块16的最大电压VMP的电压范围内工作。因此，否则可用来为电池20充电和为系统负载22供电的电能被浪费了。

最大功率点跟踪充电控制器10采用了最大功率点跟踪（MPPT）来控制光伏阵列14的输出电压和给电池20充电所需的电压之间的差距。最大功率点跟踪充电控制器10运行最大功率点跟踪算法以识别和跟踪光伏模块16的Vmp，正如VMP随运行条件变化，并利用输出电压VA比输出电压VB更高的功率电器来调整VMP和传送到电池20的电流之间的比率，以与电池的需要相匹配。完全自动且不需要用户调整的最大功率点跟踪算法，随着其变化跟踪VMP，并确保贯穿每天的过程，由光伏阵列14收获最大的功率。用于控制器10中的最大功率点跟踪算法优选是宾夕法尼亚州新城晨星公司的TrakStar™最大功率点跟踪技术。本发明主要涉及用于最大功率点跟踪充电控制器的功能电器，以从光伏阵列14接收VMP作为输入并转换VMP为电池电压VB作为输出，如下面进一步解释的。为了奠定了解用于将VMP转换为电池电压VB的最大功率点跟踪充电控制器10使用方法的基础，考虑具有各种缺点和本发明能克服的不足的降压转换器的常规方法是有利的。先前的光伏系统的最大功率点跟踪充电控制器通常设计为直流对直流的降压转换器，以将更高的输入电压降压到较低的输出电压。图4的电器原理图中代表的基本降压转换器26，基本上包括电感器L和两个互补开关SW1和SW2，以实现单向的电功率从降压转换器输入流到降压转换器输出。降压转换器26的输入电压VA从光伏阵列接收，并常常大于降压转换器26的电池充电需要的输出电压VB，因此VA>VB。第一开关SW1通常是控制开关，例如金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET），第二开关SW2通常是不受控制的开关，例如二极管，通常是p-n结二极管。在开关周期中，开关SW1接通一段时间，然后切断一段时间。降压转换器26在连接电感器L到来自光伏阵列的输入电压VA以将能量储存到电感器L和连接电感器L到地面以释放储存的能量到从降压转换器26进入电池的输出电压VB之间交替。正如参照图5更好理解的，当开关SW1导通时，电感器L连接至输入电压VA，开关SW2变为反向偏置或关闭，在电感器两端产生了等于VA-VB的正向电压VL和电感器电流L的增加。此外，当开关SW1导通时，输入电流 IA等于电感器电流IL（IA =lL），SW2两端的电流Isw2等于零。在这种SW1导通的状态下，能量储存在电感器L中。当开关SW1关闭时，由于电感器能量的储存，电感器电流lL继续流动，导致在电感器两端等于- VB的负向电压VL。电感器电流现在流过被正向偏置或导通的开关SW2，流过电感器的电流lL减小。在这种SW1关闭的状态下，输入电流现在等于零，并且SW2两端的电流Isw2等于电感器电流，电能作为输出继续被传送，直到开关SW1再次导通以开始另一个“导通-关闭”开关周期。当降压转换器26在连续导通模式（CCM）下工作时，即其中通过电感器L的电流IL在蒸流周期中绝不会降至零，输出电压VB等于输入电压VA ×d，其中d是开关SW1和开关SW2的占空比(d=[0,1])。输入电流，随着开关SW1开启和关闭，从Uo交替变化到0，是不连续的系列脉冲。

图6描述了一种功率MOSEFT，它可用作降压转换器26中的开关SW1。通常，MOSFET28 基于体电极和栅电极之间的金属氧化物半导体电容来调整电荷浓度的，两电极通过例如二氧化硅的氧化物组成的门介质层绝缘。MOSFET 28 包括栅极G的端子，晶体管的源极S和漏极D。源极S和漏极D每个都连接到主体区域分开的单个的高掺杂区。MOSFET 28 可以是n-沟道的MOSFET，其中，源极S和漏极D是n+区，主体区是p区。当足够的电压通过栅极驱动器施加到栅电极时，主体区的孔不从栅极G驱动，在P区和氧化物之间的界面形成反型层或n-沟道。该沟道在源极S和漏极D之间扩展，当电压施加在源极S和漏极D之间时，电流通过它导通。MOSFET的特征是在源极S和漏极D之间具有固有的、内在的或整体的反并联寄生体二极管30，使得它只能在一个方向（单极性）上阻止电流。能够同时维持高的阻断电压和高电流的所有功率MOSFET，都具有这样的寄生主体二极管。当MOSFET导通时，它在漏极和源极端子之间具有电阻行为。在导通状态下，这种电阻被称为欧姆电阻或漏极到源极的电阻，它依赖于MOSFET的各种固有的因素。MOSFET 28将具有最大确定的漏极到源极电压，超过故障发生时的电压。

MOSFET可以用不同的设计方法或原则(如侧向相对沟槽掺杂，逻辑电平栅极相对标准栅极电压等），不同的基体材料（如硅、碳化硅、砷化镓、氮化镓等），不同的包装尺寸（如T0247、T0220、SOT23等），不同尺寸的芯片面积和不同的操作系统驱动器（如增强型相对耗尽模式）来制造。芯片面积是称为“管芯”的半导体晶片占用的物理面积。功率MOSFET由数以百万计的微小并联二极管组成，每个晶体管都是单个的微小MOSFET。因此，在单个语法意义上，本文提及的个别的市购MOSFET和MOSFET晶体管实际上由许多微小的子-MOSFET或子-晶体管组成。单个MOSFET的芯片面积越大，可并联的子-MOSFET或子-晶体管的数量越多，因为电阻随着越来越多的MOSFET或晶体管并联而减少，从而可能降低了总电阻。出于经济原因，较大的芯片通常放置在更大的包装中（例如T0247大于T022，T022大于SOT23）。基于增强模式的工作驱动器需要一使MOSFET“导通”的电压，而耗尽型MOSFET固有就是“导通”的，并需要关闭它的电压。该MOSFET28被描绘为增强型MOSFET。相同类型的MOSFET是彼此相同的，除了由于制造商的零件公差可能的变化。

具有作为开关SW1的MOSFET 28和具有例如p-n结二极管的作为开关SW2的二极管32的降压转换器126显示在图7中，应当注意到，MOSFET28的主体二极管30未在图7中示出，但如上面描述和图示的，本征上是MOSFET28的一部分。如果在电感器L中的电流在连续导通模式下从以前的周期中并不衰减到零，那么当MOSFET28导通时，二极管32中将仍有电流。当二极管32正是如此从其“导通”、正向偏置或导通状态切换至“关闭”、反向偏置或阻塞状态时，二极管32中的电流必须首先在二极管32阻止反向电流之前放电。这种称为二极管“反向恢复时间（TRR）”的放电需要一定量的时间。在此期间，二极管32可能会短暂地向后传导电流。具有比较快或短的反向恢复时间的二极管被称为“高速”或“快速”二极管，而具有比较慢或长的反向恢复时间的二极管被称为“低速”或“慢速”二极管。一些高速二极管进行了优化，以具有“超快速”或“极快速”的TRR，且这些被称为“超快速”和“极快速”二极管。通常，“慢速”通用二极管可被认为是具有1到10微秒TRR的一种，“快速”二极管可被认为是具有几百纳秒TRR的一种，“超快速”或“极快速”二极管可被认为是具有小于100纳秒TRR的一种。当二极管32是高速二极管时，它呈现出较低开关损耗和较低电磁干扰（EMI）的快速开关动作的优点，但也呈现出较高的正向电压的缺点，即二极管端子两端的正向电压降在流过二极管的电流导通、正向偏置或导电状态时发生。较高的正向电压对于较高的传导损耗和与之相关得到的效率损失是不利的。在二极管32是较慢二极管的情况下，可以降低导通损耗，从而提高效率。然而，较慢的二极管由于它们更高的开关损耗和较高的EMI是不利的。降压转换器26可能正是如此需要在慢速二极管32（较低的传导损耗但较高的开关损耗和EMI）和高速二极管32（高传导损失但较低的开关损耗和EMI）之间设计的权衡。

图8示出的降压转换器226类似于降压转换器126，除了在降压转换器126中作为第二开关SW2的二极管32已经被替换为具有栅极G1、源极S1、漏极D1和集成的主体二极管130的功率MOSFET128。该MOSFET 28具有栅极G、源极S、漏极D和集成的主体二极管30，这在图6中没有再次示出，但是固有的。降压转换器226是用于提高了降压转换器工作效率的已知“同步整流”技术的实例。当主体二极管130被正向偏置并导通电流时，在主体二极管130已经开始导电之后，短时间内接通MOSFET 128。在第一开关SW1即MOSFET 28将重新打开之前不久，MOSFET 128被关闭。导通状态的MOSFET128作为低阻值的电阻器，降低了正向电压并产生了更低的损耗。当MOSFET 128打开时，主体二极管130的正向电压降被限制到MOSFET128的“打开”电阻。这种正向压降显着低于在降压转换器26中二极管32的电压降，从而降低了导通损耗。降压转换器226的缺点是主体二极管130通常具有很长的反向恢复时间，导致了较高的开关损耗和较高的EMI。

图9示出了低电压的降压转换器326，其包括作为第一开关SW1的MOSFET 28和作为第二开关SW2的与MOSFET 128及其集成的主体二极管130并联放置的肖特基二极管34。通常获得的肖特基二极管具有低正向压降和快速开关动作的特点。因为肖特基二极管34的正向电压降远低于降压转换器326中主体二极管130的正向电压降，大多数需要导通的电流将流过具有极快反向恢复时间的肖特基二极管34。肖特基二极管对于更高的电压即大于150伏特的电压是不可用的，从而消除了它们作为较高电压降压转换器的选择。对于需要取值范围为80-100伏特电压的应用，市售的肖特基二极管的正向电压降增加到相当于或超过MOSFET的主体二极管130的正向电压降，使得降压转换器326变得难以实施。

图10所示的降压转换器426是MOSFET 28作为第一开关SW1，两个与并联二极管32串联放置的MOSFET 128和228作为第二开关SW2的实例之一。二极管32可以是任何合适的快速二极管，包括肖特基二极管和超快速二极管。MOSFET 128和228连接在源极到漏极的串联结构中，MOSFET128的源极S1连接至MOSFET228的漏极D2。当正向偏置时，主体二极管130和230沿相同的方向导通电流，当正向偏置时，并联二极管32沿与主体二极管130和230相同的方向导通电流。串联连接的MOSFET 128和228的主体二极管130和230有两倍的正向电压，使得并联二极管32有助于导电达到其极限。主体二极管的正向电压分别由VdI和Vd2表示，而二极管32的正向电压表示为Vd3。降压转换器426的缺点是当在同步整流模式时或当根据降压转换器的拓扑结构在正向方向承载电流时电流必须流经两个FET。因此，增加了导通损耗。另外的问题就是MOSFET128之上的浮动源极S1，其中，如果MOSFET 228关闭的速度比MOSFET 128快，S1端子处的电压会变得很高。如果MOSFET128在MOSFET228之前打开，同样的事情可以发生。如果MOSFET 128和228是不同的零件编号或由于不同的零件公差，即使当MOSFET的128和228是相同零件编号时，MOSFET关闭/打开中的偏差也可发生。此外，MOSFET128和228的栅极G1和G2不能被连接在一起并由相同的栅极驱动器驱动，因为源极S1处的高电压会在MOSFET28中产生大的负栅极到源极的电压（Vgs），这将会破坏开关SW1即MOSFET 28。因此，MOSFET 128和228的栅极G1和G2需要两个独立的栅极驱动器，或者源极S1处的一些其他类型的限制电压必须容纳在降压转换器426中。如图10中虚线表示的，降压转换器426中可包括额外的二极管132，以使栅极G1和G2由一个普通的栅极驱动器驱动。正向偏置时，额外的二极管132在与二极管130, 230, 32相反的方向上导通电流。在这种情况下，当MOSFET 128和228两者关闭时，只有两个主体二极管130和230的“接通”电压相对二极管32的“接通”电压的差异将导致电流传送到二极管32中。改进后包括额外二极管132的降压转换器426仍然存在局限性，因为使用更快的反向恢复时间的二极管的有利条件通过与更快反向恢复时间的二极管相关的正向电压增加被抵消。降压转换器426具有额外的与泄电感和开/关二极管32的电流的速度相关的限制。当MOSFET128和228打开时，施加到漏电感的电压是：

\I *Rdson - V_„

其中，I是输入电流，Rdson是导通状态下漏极到源极的电阻，Vd3是二极管32的正向电压。由于在导通状态下的漏极到源极电阻通过并联附加设备可以是任意低的，限制因素变为二极管32的正向电压Vd3，因为较高的正向电压降与较快的数据传输相关。当MOSFET128和228关闭时，施加的电压是：

\<v«+vd2)-vA

其中，VDI是主体二极管130的正向电压，Vd2是主体二极管230的正向电压，和Vd3是二极管32的正向电压。在这种情况下，二极管32上的较高电压降降低了电流传输。情况彼此是不相同的，较慢的电流转换速度需要在增加传导损耗的开关动作之间有更长的死区时间。

最大功率跟踪充电控制器10中使用的降压转换器526显示在图11中。降压转换器526包括电感器L，作为开关SW1的MOSFET28和作为第二开关SW2的开关结构，该结构包括两个与并联二极管32串联的MOSFET 128和228，但MOSFET 228的结构被反相或与MOSFET128的配置相反，使得MOSFET128和228是背对背的，反相或相对的。因此，MOSFET 128和228是串联的，但以相反的极性连接，MOSFET 128的源极S1连接至MOSFET 228的源极S2。当正向偏置时，流过主体二极管130的电流方向与正向偏置时流过主体二极管230的电流方向是反向或相对的。当正向偏置时，二极管32在与主体二极管130相同的方向上导通电流。当MOSFET128和228两者“关闭”时，它们的主体二极管130和230彼此阻止，电流只能流过并联二极管32。二极管32可以是任何类型，包括具有较高正向电压且超快反向恢复时间的二极管以优化低开关损耗。当MOSFET128和228两者“接通”时，电流可以串联流过它们。MOSFET128和228的栅极G1和G2可以容易地由相同栅极驱动器驱动，因为主体二极管230基本上执行与图10中的二极管132相同的功能。

在降压转换器526中，漏电感变得不那么重要。当MOSFET128和228“接通”时，情况与降压转换器426相类似，因为二极管32处的高电压（Vd3）加速电流传输。当MOSFET128和228“关闭”时，一个主体二极管阻止其它产生任何电压，这将迫使电流流入二极管32。电流传输的速度只受限于栅极驱动的速度和关闭MOSFET128和228有多快。因此，限制因素变成MOSFET的打开速度而不是关闭速度。通过选择非常高速的具有极快反向恢复时间的二极管32，二极管32的较高正向电压将加快MOSFET的导通电流传输。因此，在二极管32中将会有的最小的开关损耗、通过任何漏电感的最短电流传输时间、最小死区时间和最小导通损耗。MOSFET 128和228的栅极驱动器被简化，栅极G1和G2可由图12所示的位置1或位置2驱动，其中开关SW1已省略。MOSFET 128和228并不需要有相同的类型或等级。降压转换器526中的MOSFET 128出于整个输入电压必须被标定。然而，MOSFET 228的电压是非常低的，且绝不会超过主体二极管230的正向电压（Vd2）或并联二极管32的正向电压（Vd3）。MOSFET 228也正是如此被标定在很低的电压。历史上看，具有相同芯片面积的不同电压MOSFET在接通状态下的漏极到源极的电阻（Rdson），表明较高电压MOSFET的漏源电阻（Rdson）约为较低电压MOSFET的2.5倍。例如：与200伏FET相比，1000伏FET将计算如下：（1000/200 ）2.5=5*2.5 ,在更高电压的FET中有更高的电阻。由于在接通状态下的漏源电阻（Rdson）约为标定MOSFET电压的2.5倍数学因素，对于相等的芯片面积，低电压MOSFET在打开状态下具有大幅降低的漏极到源极的电阻。因此，降压转换器526中MOSFET 128和228可以有不同的额定值，但可以是相同的芯片面积，以便以较低的成本获得相当低的总串联电阻，或者出于更低的成本，MOSFET 228可以是比MOSFET 128更小的MOSFET芯片。包括降压转换器526的最大功率跟踪充电控制器10能够达到99%的峰值效率，同时能够使用不必是相同的类型或额定的MOSFET、能够使用较低电压的MOSFET，能够使用较小芯片面积的MOSFET，能使MOSFET的栅极由相同的栅极驱动器来驱动，能够简化栅极驱动器，能够使用任何合适的包括超快速二极管的二极管以优化低开关损耗，能够使用因其较高的正向电压本不合适的二极管，能将漏电感的影响减到最小，实现了更快的电流传输，减少了开关损耗和死区时间，最小化了传导损耗，并降低了成本同时提供了更高的整体效率。此外，在升压和其他转换器和反相换流器中使用开关结构有相似的优点，该开关结构由与并联二极管串联连接的背靠背MOSFET组成。

由于本发明细节上具有许多变化、修改和改变，因此，目的在于，上面讨论或在附图中显示的所有主题都应解释为仅是说明性的，而不具有限制意义。

Claims

1.用于光伏系统的最大功率点跟踪充电控制器，包括：

最大功率点跟踪充电控制器，用于电连接到包括一个或多个光伏模块的光伏阵列和电连接到电池组上以用光伏阵列产生的电来控制电池组充电，所述充电控制器具有最大功率点跟踪算法以用于跟踪光伏阵列产生最大功率时的光伏阵列的功率点电压，所述充电控制器具有降压转换器，以从光伏阵列接收电压输入并从所述降压转换器提供电压输出来为电池组充电，所述降压转换器将电压输入转换为与电池组充电需要的电压匹配的电压输出，当电压输入大于电池组充电需要的电压时，所述降压转换器存储电能，所述降压转换器包括电感、第一开关和第二开关，第二开关包括串联的第一MOSFET、第二MOSFET以及与所述第一和第二MOSFET并联的二极管，其中，所述第二MOSEFT的结构与所述第一MOSFET的结构反相。

2.权利要求1所述的最大功率点跟踪充电控制器，其中，所述并联二极管是快速二极管。

3.权利要求2所述的最大功率点跟踪充电控制器，其中，所述并联二极管是优化较低开关损耗的超快速二极管。

4.权利要求1所述的最大功率点跟踪充电控制器，其中，所述并联二极管是肖特基二极管。

5.权利要求1所述的最大功率点跟踪充电控制器，其中，所述第一和第二MOSFET源极到源极相连，所述第一和第二MOSFET的栅极由共同的栅极驱动器驱动。

6.权利要求1所述的最大功率点跟踪充电控制器，其中，所述第一和第二MOSFET是不同类型的MOSFET。

7.权利要求1所述的最大功率点跟踪充电控制器，其中，所述第二MOSFET额定为与第一MOSFET不同的电压。

8.权利要求7所述的最大功率点跟踪充电控制器，其中，所述第一MOSFET额定为所述降压转换器的整个输入电压，所述第二MOSFET额定为小于整个输入电压的电压。

9.权利要求8所述的最大功率点跟踪充电控制器，其中，所述第一开关是MOSFET。

10.一种用于光伏系统的最大功率点跟踪充电控制器，包括：

最大功率点跟踪充电控制器，用于电连接到包括一个或多个光伏模块的光伏阵列和电连接到包括一个或多个电池的电池组上以用光伏阵列产生的电来控制电池组充电，所述充电控制器具有最大功率点跟踪算法用于跟踪光伏阵列产生最大功率电压的光伏阵列的最大功率点电压，所述充电控制器具有降压转换器，以从光伏阵列接收最大功率电压作为所述降压转换器的电压输入并从所述降压转换器提供电压输出来为电池组充电，所述降压转换器将电压输入转换为与电池组充电需要的电压匹配的电压输出，当电压输入大于电池组充电需要的电压时，所述降压转换器存储电能，所述降压转换器包括电感、包括MOSFET的第一开关和第二开关，第二开关包括串联的第一n-沟道MOSFET和第二n-沟道MOSFET，以及与所述第一n-沟道MOSFET和第二n-沟道MOSFET并联的二极管，其中，所述第一和第二n-沟道MOSEFT背对背设置且所述第一和第二n-沟道MOSEFT由共同的栅极驱动器驱动。

11.权利要求10所述的最大功率点跟踪充电控制器，其中，当所述第一和第二n-沟道MOSFET在关闭状态时，所述第一和第二n-沟道MOSFET的固有主体二极管阻止电流从中流过，使得电流只能流过所述并联二极管。

12.权利要求11所述的最大功率点跟踪充电控制器，其中，当所述第一和第二n-沟道MOSFET在接通状态时，电流流过所述串联的第一和第二n-沟道MOSFET。

13.权利要求12所述的最大功率点跟踪充电控制器，其中，所述降压转换器在同步整流模式下可运行。

14.权利要求10所述的最大功率点跟踪充电控制器，其中，所述第一n-沟道MOSFET额定为所述降压转换器的整个输入电压，所述第二n-沟道MOSFET额定为小于整个输入电压的电压。

15.权利要求14所述的最大功率点跟踪充电控制器，其中，所述第二n-沟道MOSFET额定为不超过其固有主体二极管正向电压或所述并联二极管正向电压的电压。

16.权利要求10所述的最大功率点跟踪充电控制器，其中，所述并联二极管选择为具有快速的反向恢复时间。

17.权利要求15所述的最大功率点跟踪充电控制器，其中，当所述第一和第二n-沟道MOSFET切换为接通状态时，所述并联二极管具有高的正向电压以加快电流传输。