CN104218809A - 一种集成功率因数校正和直流-直流变换的电路装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种集成功率因数校正和直流-直流变换的电路装置，包括直流电源、换流器、变压器、第一二极管、第二二极管和功率因数校正电路，功率因数校正电路包括第三二极管、第四二极管、第一电感和第二电感，第一电感的一端与第三二极管的阴极对接，第二电感的一端与第四二极管的阳极对接，第三二极管的阳极和第四二极管的阴极对接，功率因数校正电路具有用于连接一交流电源的输入端，其中第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管构成桥式整流电路，本发明集成了功率因素校正电路和直流-直流变换电路，减少了元器件数目，提高了元器件的利用率，能够输出一正总线电压和负总线电压。

Description

一种集成功率因数校正和直流-直流变换的电路装置

技术领域

本发明涉及不断电供电系统中的电路装置，特别涉及一种集成功率因数校正和直流-直流变换的电路装置。

背景技术

目前，随着用电设备研发技术的不断进步，对供电品质的要求也越来越高，不断电供电装置由于能够持续的对用电设备进行供电，能够给用电设置提供一个安全、稳定和持续供电的保障，其用途十分的广泛，已经成为人们研究的热点。

图1是现有技术中所常用的具有功率因数校正电路和直流-直流转换电路的电路图，如图1所示，包括一直流-直流转换电路90和功率因数校正电路80。当交流电源Vi输出的交流电压正常时，该供电装置通过功率因数校正电路80在两个电容两端得到一直流输出电压，当交流电源Vi输出的交流电压异常时，该不断电供电装置通过直流-直流转换电路90在两个电容两端得到一直流输出电压，从而实现了不断电供电。

但是，这种不断电供电装置的直流-直流转换电路90和功率因数校正电路80同时与两个电容相连接，两个电容作为直流-直流转换电路90和功率因数校正电路80的公用元器件且作为直流电压输出端，而其他元器件是独立的，从而使得该不断电供电装置中的元器件的数量较多，造成了元器件的利用率降低。因此如何减少具有功率因数校正和直流-直流变换的电路装置中元器件的数目，提高元器件的利用率是目前亟待解决的问题。

发明内容

针对上述技术问题，本发明提供一种集成功率因数校正和直流-直流变换的电路装置，这种集成功率因数校正和直流-直流变换的电路装置能够减少二极管和电感的数量，提高二极管和电感的利用率，同时能使用较低耐压的二极管，降低设备成本。

为了实现上述目的，本发明提供一种集成功率因数校正和直流-直流变换的电路装置，包括：

直流电源，用于提供一直流电压；

换流器，包括输入端和输出端，所述换流器的输入端电连接至所述直流电源；

变压器，包括一次侧和二次侧，所述变压器的一次侧电连接至所述换流器的输出端；

第一二极管和第二二极管，所述第一二极管的阳极与所述第二二极管的阴极对接；

功率因数校正电路，所述功率因数校正电路包括第三二极管、第四二极管、第一电感和第二电感，所述第一电感的一端与所述第三二极管的阴极对接，所述第二电感的一端与所述第四二极管的阳极对接，所述第三二极管的阳极和第四二极管的阴极对接，所述功率因数校正电路具有用于连接一交流电源的输入端；

其中所述第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管构成桥式整流电路，所述变压器的二次侧电连接至所述桥式整流电路的输入端。

本发明的电路装置通过桥式整流电路和功率因数校正电路公用第三二极管、第四二极管以及第一电感和第二电感，本发明的电路装置减少一个整流桥和一个电感，从而减少电路装置的发热和损耗，也降低了成本。

优选的，集成功率因数校正和直流-直流变换的电路装置还包括继电器和交流电源，所述功率因数校正电路的输入端位于所述第三二极管的阳极和第四二极管的阴极对接的节点处，所述交流电源通过所述继电器电连接至所述功率因数校正电路的输入端，用于提供一交流电压。

优选的，功率因数校正电路还包括：第五二极管、第一电容和第一开关器件，以及第六二极管、第二电容和第二开关器件。所述第五二极管的阳极和所述第一开关器件的一端连接到所述第一电感的另一端，所述第五二极管的阴极与所述第一电容的一端电连接，所述第一电容的另一端连接到所述第一开关器件的另一端并接地；所述第二电容的一端连接到所述第二开关器件的一端并接地，所述第六二极管的阴极和所述第二开关器件的另一端连接到所述第二电感的另一端，所述第六二极管的阳极与所述第二电容的另一端连接。其中第一电容可用于输出所需的一正总线电压，第二电容可用于输出一所需的负总线电压。

在一个优选的实施例中，第一开关器件包括第一MOSFET，所述第五二极管的阳极和所述第一MOSFET的漏极连接到所述第一电感的另一端，所述第五二极管的阴极与所述第一电容的一端电连接，所述第一电容的另一端连接到所述第一MOSFET的源极并接地；所述第二开关器件包括第二MOSFET，所述第六二极管的阴极和第二MOSFET的源极连接到所述第二电感的另一端，所述第六二极管的阳极与所述第二电容的一端电连接，所述第二电容的另一端连接到所述第二MOSFET的漏极并接地。

在另一个优选的实施例中，第一开关器件包括第一IGBT，所述第五二极管的阳极和第一IGBT的集电极连接到所述第一电感的另一端，所述第五二极管的阴极与所述第一电容的一端电连接，所述第一电容的另一端连接到所述第一IGBT的发射极并接地；所述第二开关器件包括第二IGBT，所述第六二极管的阴极和所述第二IGBT的发射极连接到所述第二电感的另一端，所述第六二极管的阳极与所述第二电容的一端电连接，所述第二电容的另一端连接到所述第二IGBT的集电极并接地。

优选的，换流器包括由两个MOSFET构成的推挽电路。

优选的，换流器包括由两个MOSFET构成的半桥电路。

优选的，换流器包括由四个MOSFET构成的全桥电路。

优选的，换流器包括由两个MOSFET构成的推挽正激电路。

本发明还提供一种包括上述集成功率因数校正和直流-直流变换的电路装置的不断电供电系统，不断电供电系统还包括控制装置，控制装置用于分别给换流器、第一开关器件和第二开关器件提供脉冲宽度调制信号。通过控制装置对换流器中的MOSFET、第一开关器件和第二开关器件进行脉宽调制。

本发明还提供一种供电方法，包括如下步骤：当所述交流电源的交流电压正常时，所述不断电供电系统通过所述控制装置和所述功率因数校正电路转换所述交流电压而输出一直流输出电压；当所述交流电源的交流电压异常时，所述不断电供电系统通过所述控制装置、直流电源、换流器、变压器、第一二极管、第二二极管和功率因数校正电路共同转换所述直流电源的直流电压而输出一直流输出电压。

优选的，当所述交流电源的交流电压异常时，通过所述控制装置使得所述换流器中的每个MOSFET以脉宽调制方式工作，通过所述控制装置使得所述第一开关器件以预定的周期轮流的导通和截止，并使得所述第二开关器件以预定的周期轮流的导通和截止，当所述第一开关器件截止时，所述第二开关器件导通，当所述第一开关器件导通时，所述第二开关器件截止。即通过换流器的一次升压，提高了工作效率。

优选的，当所述交流电源的交流电压异常时，通过所述控制装置使得所述换流器中的每个MOSFET以固定占空比的方式工作，将所述直流电流的直流电压升压到第一交流电压，使得所述第一开关器件以预定的周期轮流的导通和脉宽调制方式工作，并使得所述第二开关器件以预定的周期轮流的导通和脉宽调制方式工作；并且当所述第二开关器件导通时，所述第一开关器件以脉宽调制方式工作，从而将所述第一交流电压再次升压到正总线电压，当所述第一开关器件导通时，所述第二开关以脉宽调制方式工作，将所述第一交流电压再次升压到负总线电压。

优选的，当所述交流电源的交流电压异常时，通过所述控制装置使得所述换流器中的每个MOSFET以固定占空比的方式工作，将所述直流电流的直流电压升压到第一交流电压；并且通过所述控制装置给所述第一开关器件和第二开关器件提供相同的脉宽调制信号，使得所述第一开关器件和第二开关器件同时导通或截止，从而将所述第一交流电压再次升压并同时得到正总线电压和负总线电压。

附图说明

以下参照附图对本发明实施例作进一步说明，其中：

图1是现有技术一种不断电供电装置的电路图。

图2是本发明第一个实施方式的集成功率因数校正和直流-直流变换的电路装置的电路图。

图3是图2所示的电路装置在交流电源工作模式下的电路图。

图4是图3所示的电路装置在交流电源的正半周期内输出正总线电压的电路图。

图5是图3所示的电路装置在交流电源的负半周期内输出负总线电压的电路图。

图6是图2所示的电路装置在直流电源工作模式下输出正总线电压的电路图。

图7是图2所示的电路装置在直流电源工作模式下输出负总线电压的电路图。

图8是本发明第二个实施方式中的功率因数校正电路的电路图。

图9是本发明第三个实施方式的集成功率因数校正和直流-直流变换的电路装置中的直流-交流变换的电路图。

图10是本发明第四个实施方式的集成功率因数校正和直流-直流变换的电路装置中的直流-交流变换的电路图。

图11是本发明第五个实施方式的集成功率因数校正和直流-直流变换的电路装置中的直流-交流变换的电路图。

图12是本发明一个较佳实施方式的不断电供电系统的电路图。

主要装置符号说明

10 推挽电路

20 半桥电路

30 全桥电路

40 推挽正激电路

2  桥式整流电路

3  功率因数校正电路

4  功率因数校正电路的输入端

5  控制装置

200 不断电供电系统

L1、L2 电感

R  继电器

Vi 交流电源

C1、C2、C3、C4、C5 电容

T1～T12 MOSFET

T13、T14 IGBT

B  直流电源

Tr 变压器

D1～D8 二极管

具体实施方式

为了使本发明的目的，技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图通过具体实施例对本发明进一步详细说明。

图2是本发明第一个实施方式的集成功率因数校正和直流-直流变换的电路装置的电路图。如图2所示，集成功率因数校正和直流-直流变换的电路装置包括直流电源B、换流器10、变压器Tr、二极管D1、二极管D2和功率因数校正电路3，换流器10包括两个分别具有寄生反向并联二极管的MOSFET，即MOSFET T3和MOSFET T4，MOSFET T3的源极和MOSFET T4的源极相连接并接地，MOSFET T3的漏极连接在变压器Tr的一次侧的一端，MOSFET T4的漏极连接在变压器Tr的一次侧的另一端。直流电源B的负极接地且阳极连接在变压器Tr的一次侧的中间抽头上。从而使得MOSFET T3和MOSFET T4构成推挽电路10。功率因数校正电路3包括二极管D3、电感L1、二极管D5、电容C1和具有寄生反向并联二极管D7的MOSFET T1，二极管D3的阴极和电感L1的一端连接，二极管D5的阳极和MOSFET T1的漏极连接到电感L1的另一端，二极管D5的阴极与电容C1的一端电连接，电容C1的另一端连接到MOSFET T1的源极并接地。功率因数校正电路3还包括二极管D4、电感L2、二极管D6、电容C2和具有寄生反向并联二极管D8的MOSFET T2，二极管D4的阳极和电感L2的一端连接，二极管D6的阴极和MOSFET T2的源极连接到电感L2的另一端，二极管D6的阳极与电容C2的一端电连接，电容C2的另一端连接到MOSFET T2的漏极并接地。二极管D1的阳极和二极管D2的阴极连接，并且二极管D1阴极和二极管D3的阴极连接，二极管D2的阳极和二极管D4的阳极连接，使得二极管D1、二极管D2、二极管D3和二极管D4构成一个桥式整流电路2，从而使得桥式整流电路2和功率因数校正电路3共用二极管D3和二极管D4。变压器Tr的二次侧的两个端子分别连接在二极管D1的阳极和二极管D3的阳极，即变压器Tr的二次侧连接在桥式整流电路2的输入端。交流电源Vi通过继电器R连接在功率因数校正电路3的输入端4，即在二极管D3的阳极和二极管D4的阴极的节点处。

图3是图2所示的电路装置在交流电源工作模式下的电路图。在交流电源工作模式下，MOSFET T3和MOSFET T4截止，交流电源Vi通过继电器R连接在功率因数校正电路3的输入端4，通过功率因数校正电路3而输出一正总线电压和一负总线电压。

下面将分别对图3所示的交流电源工作模式进行说明。

图4是图3所示的电路装置在交流电源的正半周期内输出正总线电压的电路图。如图4所示，包括交流电源Vi、继电器R、二极管D3、电感L1、二极管D5、电容C1和具有寄生反向并联二极管D7的MOSFET T1。在交流电源的正半周期内，继电器R导通，MOSFET T2截止，MOSFET T1在脉冲宽度调制信号（PWM）下不断的导通和截止，从而在电容器C1的两端得到所需要的正总线电压。

图5是图3所示的电路装置在交流电源的负半周期内输出负总线电压的电路图。如图5所示，包括交流电源Vi、继电器R、二极管D4、电感L2、二极管D6、电容C2、和具有寄生反向并联二极管D8的MOSFET T2。在交流电源的负半周期内，继电器R导通，MOSFET T1截止，MOSFET T2在一脉冲宽度调制信号下不断的导通和截止，从而在电容C2的两端得到所需要的负总线电压。在MOSFET T2的导通和截止的转换过程中，由于二极管D4与交流电源Vi直接连接，因此变压器Tr的副边绕组两端相对与地只是低频的扰动，其不会通过变压器Tr影响到一次侧的相关电路而造成电磁干扰问题，从而影响到整个装置的EMC性能。

因此，我们可以在交流电源的正半周期得到一个正总线电压，在交流电源的负半周期得到一个负总线电压。在实际的实施例中，正总线电压和负总线电压的大小可以分别通过升压调制得到，正总线电压和负总线电压的大小可以相同，当然也可以不相同。

图6是图2所示的电路装置在直流电源工作模式下输出正总线电压的电路图。如图6所示，包括换流器10、直流电源B、变压器Tr、桥式整流电路2、电感L1、电感L2、二极管D5、MOSFET T1和电容C1。

图7是图2所示的电路装置在直流电源工作模式下输出负总线电压的电路图。如图7所示，包括换流器10、直流电源B、变压器Tr、桥式整流电路2、电感L1、电感L2、二极管D6、MOSFET T2和电容C2。

在本发明的直流电源工作模式下，换流器10、直流电源B和变压器Tr构成了一个直流-交流变换电路，用于将直流电源B提供的直流电压变换成一个交流电压，从而作为一个交流备用电源。在其他的实施例中，换流器10、直流电源B和变压器Tr可以直接替换为一个备用交流电源，备用交流电源的输出端和桥式整流电路2的输入端连接，用于提供另一交流电压。当然，在另一个实施例中，还可以是将换流器10和直流电源B替换为另一个备用交流电源，该备用交流电源的输出端和变压器Tr的一次侧连接，用于提供另一交流电压。

图8是本发明第二个实施方式中的功率因数校正电路的电路图。其与图2中的功率因数校正电路3的区别在于，第一开关器件为IGBT T13，且第二开关器件为IGBT T14。二极管D5的阳极和IGBT T13的集电极连接到电感L1的另一端，二极管D5的阴极与电容C1的一端电连接，电容C1的另一端连接到IGBT T13的发射极并接地，二极管D6的阴极和IGBTT14的发射极连接到电感L2的另一端，二极管D6的阳极与电容C2的一端电连接，电容C6的另一端连接到IGBT T14的集电极并接地。在其他的实施例中，IGBT T13和IGBT T14还可以分别具有反向并联二极管。

图9是本发明第三个实施方式的集成功率因数校正和直流-直流变换的电路装置中的直流-交流变换的电路图。包括直流电源B、换流器20和变压器Tr。其中换流器包括由电容C3、电容C4、MOSFET T5和MOSFETT6构成的半桥电路20。

图10是本发明第四个实施方式的集成功率因数校正和直流-直流变换的电路装置中的直流-交流变换的电路图。包括直流电源B、换流器30和变压器Tr。其中换流器包括由四个具有反向并联二极管的MOSFET T7、MOSFET T8、MOSFET T9和MOSFET T10构成的全桥电路30。

图11是本发明第五个实施方式的集成功率因数校正和直流-直流变换的电路装置中的直流-交流变换的电路图。包括直流电源B、换流器40和变压器Tr。其中换流器包括由两个具有反向并联二极管的MOSFET T11、MOSFET T12和电容C5构成的推挽正激电路40。

本领域的技术人员可以理解的是，在本发明的实施例中，还可以采用其他电路结构来实现直流-交流变换，从而提供一个备用的交流电压。在其他的实施例中，MOSFET T1、MOSFET T2、MOSFET T3、MOSFET T4、MOSFET T5、MOSFET T6、MOSFET T7、MOSFET T8、MOSFET T9、MOSFET T10、MOSFET T11或MOSFET T12也可以没有反向并联的二极管。

图12是本发明一个较佳实施方式的不断电供电系统的电路图。其中控制装置5优选为PWM控制器，控制装置5的引脚（图中未示出）分别与MOSFET T1、MOSFET T2、MOSFET T3和MOSFET T4的栅极连接，用于分别给换流器中的MOSFET T3和MOSFET T4以及第一开关器件MOSFET T1以及第二开关器件MOSFET T2提供脉冲宽度调制信号，从而在电容C1和电容C2两端输出所需要的电压。

在本实施例的一个供电方法中，当交流电源Vi正常时，通过控制装置5使得MOSFET T3和MOSFET T4截止，并给第一开关器件MOSFET T1以及第二开关器件MOSFET T2提供脉冲宽度调制信号，通过控制装置5和功率因数校正电路3转换交流电压而输出所需的正/负总线电压。

在本发明另一个优选的供电方法中，当交流电源Vi异常时，通过控制装置5给MOSFET T3和MOSFET T4提供脉宽调制信号，通过控制装置5使得MOSFET T1以预定的周期轮流的导通和截止，并使得MOSFETT2以预定的周期轮流的导通和截止，当MOSFET T1截止时，MOSFET T2导通，当MOSFET T1导通时，MOSFET T2截止。即在第一时间周期内，使得MOSFET T2导通，MOSFET T1截至，在电容C1上得到所需的正总线电压。在第二时间周期内，使得MOSFET T1导通，MOSFET T2截至，在电容C2上得到所需的负总线电压。第三时间周期内的控制方式和第一时间周期内相同，第四时间周期内的控制方式和第二时间周期内相同，并依次循环下去，从而轮流的输出正总线电压和负总线电压。

在本发明又一个优选的供电方法中，当交流电源Vi异常时，控制装置5给MOSFET T3和MOSFET T4一固定占空比的脉冲宽度调制信号，MOSFET T3和MOSFET T4在脉冲宽度调制信号下和变压器Tr将直流电源B的直流电压升压并转换为第一交流电压，并输出到桥式整流电路2的输入端。并且通过控制装置5使得MOSFET T1以预定的周期轮流的导通和脉宽调制方式工作，并使得MOSFET T2以预定的周期轮流的导通和脉宽调制方式工作；并且当MOSFET T2导通时，MOSFET T1以脉宽调制方式工作，从而将第一交流电压再次升压到正总线电压，当MOSFET T1导通时，MOSFET T2以脉宽调制方式工作，将第一交流电压再次升压到负总线电压。即在第一时间周期内，使得MOSFET T2导通，给MOSFET1提供一脉宽调制信号，从而将第一交流电压再次升压得到正总线电压。在第二时间周期内，使得MOSFET T1导通，给MOSFET T2提供一脉宽调制信号，从而将第一交流电压再次升压得到负总线电压。第三时间周期内的控制方式和第一时间周期相同，第四时间周期内的控制方式和第二时间周期相同，并依次循环下去，从而轮流的输出正总线电压和负总线电压。

本发明再一个优选供电方法中，当交流电源Vi异常时，控制装置5给MOSFET T3和MOSFET T4一固定占空比的脉冲宽度调制信号，MOSFET T3和MOSFET T4在脉冲宽度调制信号下和变压器Tr将直流电源B的直流电压升压并转换为第一交流电压，并输出到桥式整流电路2的输入端。同时通过控制装置5给MOSFET T1和MOSFET T2提供一相同的脉冲宽度调制信号，即同时导通或截止，从而将第一交流电压再次升压并同时得到正总线电压和负总线电压。

虽然本发明已经通过优选实施例进行了描述，然而本发明并非局限于这里所描述的实施例，在不脱离本发明范围的情况下还包括所作出的各种改变以及变化。

Claims (12)

1.一种集成功率因数校正和直流-直流变换的电路装置，包括：

直流电源（B），用于提供一直流电压；

换流器（10；20；30；40），包括输入端和输出端，所述换流器（10；20；30；40）的输入端电连接至所述直流电源（B）；

变压器（Tr），包括一次侧和二次侧，所述变压器（Tr）的一次侧电连接至所述换流器（10；20；30；40）的输出端；

第一二极管（D1）和第二二极管（D2），所述第一二极管（D1）的阳极与所述第二二极管（D2）的阴极对接；

功率因数校正电路（3），所述功率因数校正电路（3）包括第三二极管（D3）、第四二极管（D4）、第一电感（L1）和第二电感（L2），所述第一电感（L1）的一端与所述第三二极管（D3）的阴极对接，所述第二电感（L2）的一端与所述第四二极管（D4）的阳极对接，所述第三二极管（D3）的阳极和第四二极管（D4）的阴极对接，所述功率因数校正电路（3）具有用于连接一交流电源的输入端（4）；

其中所述第一二极管（D1）、第二二极管（D2）、第三二极管（D3）和第四二极管（D4）构成桥式整流电路（2），所述变压器（Tr）的二次侧电连接至所述桥式整流电路（2）的输入端。

2.根据权利要求1所述的集成功率因数校正和直流-直流变换的电路装置，其特征在于，还包括继电器（R）和交流电源（Vi），所述功率因数校正电路（3）的输入端（4）位于所述第三二极管（D3）的阳极和第四二极管（D4）的阴极对接的节点处，所述交流电源（Vi）通过所述继电器（R）电连接至所述功率因数校正电路（3）的输入端（4），用于提供一交流电压。

3.根据权利要求1所述的集成功率因数校正和直流-直流变换的电路装置，其特征在于，所述功率因数校正电路还包括：

第五二极管（D5）、第一电容（C1）和第一开关器件（T1；T13），所述第五二极管（D5）的阳极和所述第一开关器件（T1；T13）的一端连接到所述第一电感（L1）的另一端，所述第五二极管（D5）的阴极与所述第一电容（C1）的一端电连接，所述第一电容（C1）的另一端连接到所述第一开关器件（T1；T13）的另一端并接地；以及

第六二极管（D6）、第二电容（C2）和第二开关器件（T2；T14），所述第二电容（C2）的一端连接到所述第二开关器件（T2；T14）的一端并接地，所述第六二极管（D6）的阴极和所述第二开关器件（T2；T14）的另一端连接到所述第二电感（L2）的另一端，所述第六二极管（D6）的阳极与所述第二电容（C2）的另一端连接。

4.根据权利要求1至3任一项所述的集成功率因数校正和直流-直流变换的电路装置，其特征在于，所述换流器包括由两个MOSFET（T3，T4）构成的推挽电路（10）。

5.根据权利要求1至3任一项所述的集成功率因数校正和直流-直流变换的电路装置，其特征在于，所述换流器包括由两个MOSFET（T5，T6）构成的半桥电路（20）。

6.根据权利要求1至3任一项所述的集成功率因数校正和直流-直流变换的电路装置，其特征在于，所述换流器包括由四个MOSFET（T7，T8，T9，T10）构成的全桥电路（30）。

7.根据权利要求1至3任一项所述的集成功率因数校正和直流-直流变换的电路装置，其特征在于，所述换流器包括由两个MOSFET（T11，T12）构成的推挽正激电路（40）。

8.一种包括权利要求1至7任一项所述的集成功率因数校正和直流-直流变换的电路装置的不断电供电系统，所述不断电供电系统（200）还包括控制装置（5），所述控制装置（5）用于分别给所述换流器（10；20；30；40）、第一开关器件（T1；T13）和第二开关器件（T2；T14）提供脉冲宽度调制信号。

9.一种关于权利要求8所述的不断电供电系统的供电方法，包括如下步骤：

（a）当所述交流电源（Vi）的交流电压正常时，所述不断电供电系统（200）通过所述控制装置（5）和所述功率因数校正电路（3）转换所述交流电压而输出一直流输出电压；

（b）当所述交流电源（Vi）的交流电压异常时，所述不断电供电系统（200）通过所述控制装置（5）、直流电源（B）、换流器（10；20；30；40）、变压器（Tr）、第一二极管（D1）、第二二极管（D2）和功率因数校正电路（3）共同转换所述直流电源（B）的直流电压而输出一直流输出电压。

10.根据权利要求9所述的供电方法，其特征在于，所述步骤（b）还包括如下步骤：

通过所述控制装置（5）使得所述换流器（10；20；30；40）中的每个MOSFET（T3，T4；T5，T6；T7，T8，T9，T10；T11，T12）以脉宽调制方式工作，通过所述控制装置（5）使得所述第一开关器件（T1；T13）以预定的周期轮流的导通和截止，并使得所述第二开关器件（T2；T14）以预定的周期轮流的导通和截止，当所述第一开关器件（T1；T13）截止时，所述第二开关器件（T2；T14）导通，当所述第一开关器件（T1；T13）导通时，所述第二开关器件（T2；T14）截止。

11.根据权利要求9所述的供电方法，其特征在于，所述步骤（b）还包括如下步骤：

通过所述控制装置（5）使得所述换流器（10；20；30；40）中的每个MOSFET（T3，T4；T5，T6；T7，T8，T9，T10；T11，T12）以固定占空比的方式工作，将所述直流电流（B）的直流电压升压到第一交流电压，使得所述第一开关器件（T1；T13）以预定的周期轮流的导通和脉宽调制方式工作，并使得所述第二开关器件（T2；T14）以预定的周期轮流的导通和脉宽调制方式工作；并且

当所述第二开关器件（T2；T14）导通时，所述第一开关器件（T1；T13）以脉宽调制方式工作，从而将所述第一交流电压再次升压到正总线电压，当所述第一开关器件（T1；T13）导通时，所述第二开关（T2；T14）以脉宽调制方式工作，将所述第一交流电压再次升压到负总线电压。

12.根据权利要求9所述的供电方法，其特征在于，所述步骤（b）还包括如下步骤：

通过所述控制装置（5）使得所述换流器（10；20；30；40）中的每个MOSFET（T3，T4；T5，T6；T7，T8，T9，T10；T11，T12）以固定占空比的方式工作，将所述直流电流（B）的直流电压升压到第一交流电压；并且

通过所述控制装置（5）给所述第一开关器件（T1；T13）和第二开关器件（T2；T14）提供相同的脉宽调制信号，使得所述第一开关器件（T1；T13）和第二开关器件（T2；T14）同时导通或截止，从而将所述第一交流电压再次升压并同时得到正总线电压和负总线电压。