CN104218808B - 基于模块化多电平变换器的输出电压正负极性反转方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种基于模块化多电平变换器的输出电压正负极性反转方法，包括：步骤1：构建模块化多电平变换器模型；步骤2：通过调整模块化多电平变换器模型中桥臂电压，实现输出电压正负极性反转；依据桥臂电压波形图将每相的上桥臂电压u_u和下桥臂电压u_l分别调制为关于水平直线U＝U_N/2上下对称的正弦波电压，则LCC端口的输出电压U_LCC＝U_N；将每相的上桥臂电压u_iu和下桥臂电压u_il分别调制为关于水平直线U＝‑U_N/2上下对称的正弦波电压，则LCC端口的输出电压U_LCC＝‑U_N。与现有技术相比，本发明提供的一种基于模块化多电平变换器的输出电压正负极性反转方法，满足了LCC‑HVDC和VSC‑HVDC对接口变换器的运行需求，有助于LCC‑HVDC和VSC‑HVDC实现互联。

Description

基于模块化多电平变换器的输出电压正负极性反转方法

技术领域

本发明涉及一种输出电压正负极性反转方法，具体涉及一种基于模块化多电平变换器的输出电压正负极性反转方法。

背景技术

直流输电中通过将点对点的高压直流输电线路扩展到多端并建立直流输电电网，是实现大规模广域直流输配电的关键技术；与传统交流输电线路相同，直流电网也是采用DC-DC变换器实现不同高压直流输电网络的互联。

高压直流输电主要包括LCC-HVDC和VSC-HVDC；LCC-HVDC采用晶闸管器件相控变流器LCC在潮流反转时电压极性反转、电流方向不变，VSC-HVDC中的电压源型变流器潮流反转时电压极性不变、电流反向，VSC-HVDC与LCC-HVDC不能直接相连，从而影响了高压直流输电网落的建设。

因此需要提供一种能够同时满足LCC-HVDC和VSC-HVDC潮流反转需求的接口DC-DC变换器；即VSC-HVDC潮流反转时，接口DC-DC变换器VSC端口的电压极性不变；VSC-HVDC潮流反转时，接口DC-DC变换器LCC端口的电压正负极性发生反转。

发明内容

为了满足现有技术的需要，本发明提供了一种基于模块化多电平变换器的输出电压正负极性反转方法，所述方法包括：

步骤1：构建模块化多电平变换器模型；

步骤2：通过调整所述模块化多电平变换器模型中桥臂电压，实现输出电压正负极性反转。

优选的，所述模块化多电平变换器模型包括通过隔离变压器相连的VSC侧变流器和LCC侧变流器；所述VSC侧变流器通过VSC端口与高压直流输电网的电压源换流器连接；所述LCC侧变流器通过LCC端口与高压直流输电网的电网换相换流器连接；

优选的，所述步骤2中调整所述桥臂电压包括：

步骤2-1：实时采集LCC侧变流器中每相的上桥臂电压u_iu和下桥臂电压u_il，并获取桥臂电压波形图；

步骤2-2：依据所述桥臂电压波形图将所述每相的上桥臂电压u_iu和下桥臂电压u_il分别调制为关于水平直线U＝U_N/2上下对称的正弦波电压，则LCC端口的输出电压U_LCC＝U_N；

步骤2-3：依据所述桥臂电压波形图将所述每相的上桥臂电压u_iu和下桥臂电压u_il分别调制为关于水平直线U＝-U_N/2上下对称的正弦波电压，则LCC端口的输出电压U_LCC＝-U_N；

优选的，所述LCC端口的输出电压U_LCC＝u_iu+u_il；所述LCC侧变流器的交流侧相电压 $u_i=\frac{u_{\mathrm{il}}-u_{\mathrm{iu}}}{2};$

优选的，将每相的上桥臂电压和下桥臂电压调制为对称的正弦波电压时每相桥臂中子模块的投入个数为所述u_i为桥臂电压值，所述u_Δ为桥臂中每个子模块的电压值；

优选的，所述LCC端口的直流电压正负极性转换包括极限反转方式和降压反转方式；

所述极限反转方式为直接控制LCC端口直流电压极性反转；

所述降压反转方式为通过控制LCC端口直流电压逐步降低到零再逐步反向升高到负额定值的方式实现LCC端口直流电压极性反转。

与最接近的现有技术相比，本发明的优异效果是：

1、本发明技术方案中，通过调制桥臂电压控制LCC端口输出电压极性可以实现LCC端口电压的连续调节与急性反转；

2、本发明技术方案中，采用极限反转方式，响应速度，可以快速的功率方向反转，可实现对LLC所接电网的紧急功率支援；

3、本发明技术方案中，采用降压反转方式，通过平滑连续地调节电压可以降低电路中器件和线路的电流冲击，保证系统可靠运行；

4、本发明提供的一种基于模块化多电平变换器的输出电压正负极性反转方法，在电压极性反转过程中，隔离变压器原副边电压以及VSC端口电压不受影响；同时满足LCC-HVDC和VSC-HVDC对接口变换器的运行需求，有助于LCC-HVDC和VSC-HVDC实现互联。

附图说明

下面结合附图对本发明进一步说明。

图1是：本发明实施例中LCC-HVDC和VSC-HVDC的接口DC-DC变换器电路结构图；

图2是：图1中所示LCC侧接口DC-DC变换器的等效电路图；

图3是：图1中所示LCC侧接口DC-DC变换器的A相电压波形图；

图4是：本发明实施例中电压极性反转时极限反转方式下变换器LCC端口的直流电压波形；

图5是：本发明实施例中电压极性反转时降压反转方式下变换器LCC端口的直流电压波形。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。

本发明提供的一种基于模块化多电平变换器的输出电压正负极性反转方法，通过构建模块化多电平变换器模型进行桥臂电压调制，从而实现变换器的输出电压正负极性反转；如图1所示该模块化多电平变流器模型，包括通过隔离变压器相连的VSC侧变流器和LCC侧变流器；VSC侧变流器通过VSC端口与高压直流输电网的电压源换流器连接；LCC侧变流器通过LCC端口与高压直流输电网的电网换相换流器连接；

本实施例中VSC端口的额定电压为800V，LCC端口的额定电压为900V，变换器容量为30kW；VSC侧变流器和LCC侧变流器均采用五电平拓扑结构，每个子模块的电压为225V；隔离变压器的额定功率为5kW。

图2示出了模块化多电平变换器的等效电路图，U_LCC为LCC端口的直流电压，u_au为LCC侧变流器的A相上桥臂电压，u_al为A相下桥臂电压；O为电压参考点；则：

LCC端口的直流电压U_LCC＝u_iu+u_il (1)；

A相交流电压 $u_a=\frac{u_{\mathrm{al}}-u_{\mathrm{au}}}{2}---\left(2\right);$

对A相桥臂电压进行调制，电压波形如图3所示；

①：上桥臂电压和下桥臂电压分别调制为关于水平直线U＝U_N/2上下对称的正弦波电压，通过式(1)得到LCC端口的输出电压U_LCC＝U_N，通过式(2)得到A相交流电压为理想正弦电压信号；

②：上桥臂电压和下桥臂电压分别调制为关于水平直线U＝-U_N/2上下对称的正弦波电压，通过式(1)得到LCC端口的输出电压U_LCC＝-U_N，通过式(2)得到A相交流电压同样为理想正弦电压信号；

③：将每相的上桥臂电压和下桥臂电压调制为对称的正弦波电压时每相桥臂中子模块的投入个数为所述u_i为桥臂电压值，所述u_Δ为桥臂中每个子模块的电压值，y＝[x]为取整函数；

通过控制A相桥臂电压在上述工作状态①和②之间进行转换，即可实现LCC端口的直流电压正负极性转换，从而配合LCC-HVDC网络潮流反转时引起的电压极性反转。

本实施例中变流器LCC端口的直流电压正负极性转换包括极限反转方式和降压反转方式；

如图4所示极限反转方式下变换器LCC端口的直流电压波形；

通过指令控制LCC端口直流电压极性反转；如图所示在0.2s时，变换器主动控制LCC端口直流电压反转使得LCC-HVDC潮流反转；具体为在0.2s时，将电压给定修改为负值，同时调制时将图3所示的u_au和u_al下移至u′_au和u′_al使得LCC端口直流电压反转。

如图5所示降压反转方式下变换器LCC端口的直流电压波形；

通过控制LCC端口直流电压逐步降低到零再逐步反向升高到负额定值的方式实现LCC端口直流电压极性反转，能够平滑电压突变时对线路的电流冲击；

如图所示在0.2s时，变换器主动控制LCC端口直流电压逐步降低到零再逐步反向升高到负额定值；具体为将电压给定按照阶梯波减低到负值，同时调制时将图3所示的u_au和u_al按照阶梯波方式下移至u′_au和u′_al使得LCC端口直流电压降压反转。

最后应当说明的是：所描述的实施例仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

Claims (2)

1.一种基于模块化多电平变换器的输出电压正负极性反转方法，其特征在于，所述方法包括：

步骤1：构建模块化多电平变换器模型；所述模块化多电平变换器模型包括通过隔离变压器相连的VSC侧变流器和LCC侧变流器；所述VSC侧变流器通过VSC端口与高压直流输电网的电压源换流器连接；所述LCC侧变流器通过LCC端口与高压直流输电网的电网换相换流器连接；

步骤2：通过调整所述模块化多电平变换器模型中桥臂电压，实现输出电压正负极性反转；所述步骤2中调整所述桥臂电压包括：

步骤2-1：实时采集LCC侧变流器中每相的上桥臂电压u_iu和下桥臂电压u_il，并获取桥臂电压波形图；

步骤2-2：依据所述桥臂电压波形图将所述每相的上桥臂电压u_iu和下桥臂电压u_il分别调制为关于水平直线U＝U_N/2上下对称的正弦波电压，则LCC端口的输出电压U_LCC＝U_N；

步骤2-3：依据所述桥臂电压波形图将所述每相的上桥臂电压u_iu和下桥臂电压u_il分别调制为关于水平直线U＝-U_N/2上下对称的正弦波电压，则LCC端口的输出电压U_LCC＝-U_N；

所述LCC端口的输出电压U_LCC＝u_iu+u_il；所述LCC侧变流器的交流侧相电压

将每相的上桥臂电压和下桥臂电压调制为对称的正弦波电压时每相桥臂中子模块的投入个数为所述u_i为桥臂电压值，所述u_Δ为桥臂中每个子模块的电压值。

2.如权利要求1所述的一种基于模块化多电平变换器的输出电压正负极性反转方法，其特征在于，所述LCC端口的直流电压正负极性转换包括极限反转方式和降压反转方式；

所述极限反转方式为直接控制LCC端口直流电压极性反转；

所述降压反转方式为通过控制LCC端口直流电压逐步降低到零再逐步反向升高到负额定值的方式实现LCC端口直流电压极性反转。