CN104198783B - 具有温度补偿特性的电源检测电路及受电设备 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种具有温度补偿特性的电源检测电路及受电电路，该电源检测电路包括：电压转电流电路，其输入端连接电源电压接入端，所述电压转电流电路将电源电压转换为第一电流、第二电流和第三电流，第二电流等于第一电流与第二电流之和，所述第二电流经由第一输出端输出，所述第三电流经由第二输出端输出；微电流源，其输入端接收所述第二电流，其输出端产生第四电流；其中，所述第三电流和第四电流相比较产生比较信号。本发明无需基准电压，可以省去带隙基准和比较器，有利于减小芯片面积。

Description

具有温度补偿特性的电源检测电路及受电设备

技术领域

本发明涉及电源检测技术，尤其涉及一种具有温度补偿特性的电源检测电路以及包含该电源检测电路的受电设备。

背景技术

在集成电路电源管理芯片中，特别是应用于以太网供电(PoE，Power overEthernet)系统中的受电设备(PD，Power Device)时，当供电设备(PSE，Power SourceEquipment)检测受电设备时，会对受电设备提供特定范围内的电源电压，受电设备则须检测该电源电压，并将电路切换至检测状态。抑或是应用于欠压保护(UVLO，Under VoltageLock Out)等电路时，当检测到电源电压落在正常范围内时发出使能信号，保证电路工作在安全可靠的电源电压下。

如图1所示，传统的电源检测电路是通过电压比较器12将电源电压V_in与带隙基准11产生的基准电压V_ref比较而实现的。其中，电源电压V_in经过电阻R₁和电阻R₂降压后输入至比较器12，当降压后的电压大于基准电压V_ref时，比较器12的输出电平翻转，为系统提供使能信号。基准电压V_ref由带隙基准11产生，保证了基准电压V_ref具有低温度系数。上述控制方法可以使电源检测的阈值电压具有精度高、温漂小的特性，但是其电路设计方案复杂，需要额外设计带隙基准11和比较器12，导致芯片面积增大，且额外的模块需要上电时间，导致检测时间变长，甚至检测失败。

发明内容

本发明要解决的问题是提供一种具有温度补偿特性的电源检测电路及受电设备，无需基准电压，可以省去带隙基准和比较器，有利于减小芯片面积。

为解决上述技术问题，本发明提供了一种具有温度补偿特性的电源检测电路，包括：

电压转电流电路，其输入端连接电源电压接入端，所述电压转电流电路将电源电压转换为第一电流、第二电流和第三电流，第二电流等于第一电流与第三电流之和，所述第二电流经由第一输出端输出，所述第三电流经由第二输出端输出；

微电流源，其输入端接收所述第二电流，其输出端产生第四电流；

其中，所述第三电流和第四电流相比较产生比较信号。

根据本发明的一个实施例，所述电压转电流电路包括：

第一PNP三极管，其发射极连接所述电源电压接入端以接收所述电源电压，其基极连接所述第一PNP三极管的集电极；

第二PNP三极管，其发射极连接所述电源电压接入端，其基极连接所述第一PNP三极管的基极，其集电极作为所述电压转电流电路的第二输出端；

第一电阻，其第一端连接所述电源电压接入端，其第二端连接所述第一PNP三极管的集电极；

第二电阻，其第一端连接所述第一PNP三极管的集电极，其第二端作为所述电压转电流电路的第一输出端；

其中，流经所述第一电阻的电流为所述第一电流，流经所述第二电阻的电流为所述第二电流，所述第二PNP三极管的集电极的电流为所述第三电流。

根据本发明的一个实施例，所述微电流源包括：

第一NPN三极管，其集电极连接所述第二电阻的第二端，其基极连接所述第一NPN三极管的集电极，其发射极接地；

第二NPN三极管，其集电极连接所述第二PNP三极管的集电极，其基极连接所述第一NPN三极管的基极，所述第二NPN三极管的集电极输出比较信号，所述第二NPN三极管的集电极的电流为所述第四电流；

第三电阻，其第一端连接所述第二NPN三极管的发射极，其第二端接地。

根据本发明的一个实施例，该电源检测电路还包括：电平转换电路，将所述比较信号转换为数字电平。

根据本发明的一个实施例，该电源检测电路还包括：

第四电阻，所述第二电阻的第二端经由该第四电阻连接所述第一NPN三极管的集电极；

第六开关管，其第一端连接所述第四电阻的第一端，其第二端连接所述第四电阻的第二端，其控制端接收所述数字电平。

根据本发明的一个实施例，所述电平转换电路包括：

施密特反相器，其输入端接收所述比较信号；

反相器，其输入端连接所述施密特反相器的输出端，其输出端输出所述数字电平。

根据本发明的一个实施例，所述电源电压由低向高上升至第一阈值电压时，所述数字电平发生翻转；所述电源电压由高向低下降至第二阈值电压时，所述数字电平发生翻转，所述第一阈值电压大于所述第二阈值电压。

根据本发明的一个实施例，所述第一阈值电压为：

所述第二阈值电压为：

其中，R₁为所述第一电阻的电阻值，R₂为所述第二电阻的电阻值，R₃为所述第三电阻的电阻值，R₄为所述第四电阻的电阻值，V_be为所述第一PNP三极管、第二PNP三极管以及第一NPN三极管的基极-发射极电压，V_T＝kT/q，k为玻尔兹曼常数，T为温度，q为电子电荷常数，n为所述第二NPN三极管与第一NPN三极管的尺寸比例。

根据本发明的一个实施例，所述第二NPN三极管的集电极经由第四开关管连接所述第二PNP三极管的集电极，其中，所述第四开关管的第一端连接所述第二PNP三极管的集电极，所述第四开关管的第二端连接所述第二NPN三极管的集电极，所述第四开关管的控制端接收偏置电路提供的偏置电压。

根据本发明的一个实施例，所述偏置电路包括：

第六电阻，其第一端连接所述电源电压接入端；

稳压二极管，其阴极连接所述第六电阻的第二端，其阳极接地。

为了解决上述问题，本发明还提供了一种受电设备，该受电设备包括以上任一项所述的温度补偿特性的电源检测电路。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

本发明实施例的电源检测电路利用电压转电流电路将电源电压转换为第三电流，该第三电流与微电流源产生的第四电流进行比较以产生比较信号，该比较信号指示了电源电压的范围，本发明实施例的电源检测电路无需基准电路，从而省去了带隙基准和比较器，有利于减小芯片面积；而且可以通过调节电路中的电阻来实现温度补偿，降低了阈值电压的温漂。

进一步而言，本发明实施例的电源检测电路还可以包含迟滞功能，能够防止输出的比较信号和使能信号随电源电压的抖动而跳变。

另外，本发明实施例的电源检测电路还通过第四开关管和偏置电路限制第一PNP三极管、第二PNP三极管、第一NPN三极管、第二NPN三极管的集电极-发射极压差，降低了厄利效应给阈值电压引入的误差。

附图说明

图1是现有技术中一种电源检测电路的电路结构示意图；

图2是根据本发明第一实施例的电源检测电路的电路结构示意图；

图3是根据本发明第二实施例的电源检测电路的电路结构示意图；

图4是根据本发明第三实施例的电源检测电路的电路结构示意图；

图5是根据本发明第四实施例的电源检测电路的电路结构示意图；

图6A和图6B是图5所示电源检测电路的信号波形示意图。

具体实施方式

下面结合具体实施例和附图对本发明作进一步说明，但不应以此限制本发明的保护范围。

第一实施例

参考图2，本实施例的具有温度补偿特性的电源检测电路包括电压转电流电路21和微电流源22。

其中，电压转电流电路21用于将电源电压V_in转换为电流，并与微电流源22输出的电流进行比较，产生指示比较结果的比较信号。进一步而言，电压转电流电路21将电源电压V_in转换为第一电流I₁、第二电流I₂和第三电流I₃，其中，第二电流I₂等于第一电流I₁和第三电流I₃之和；微电流源22的输入端接收第二电流I₂，微电流源22的输出端产生第四电流I₄，第四电流I₄与第三电流I₃可以流向同一节点进行比较，以产生比较信号V₁。通过调节电压转电流电路21和微电流源22中各个电阻的阻值和比例，可以调节阈值电压的大小和温度系数，从而实现阈值电压可调和阈值电压的温度补偿功能。

作为一个优选的实施例，电压转电流电路21可以包括PNP三极管Q₁、PNP三极管Q₂、电阻R₁和电阻R₂；微电流源22可以包括NPN三极管Q₃、NPN三极管Q₄以及电阻R₃。

其中，PNP三极管Q₁的发射极连接电源电压接入端以接收电源电压V_in，其基极连接自身的集电极；PNP三极管Q₂的发射极连接电源电压接入端，其基极连接PNP三极管Q₁的基极；电阻R₁的第一端连接电源电压接入端，其第二端连接第一PNP三极管Q₁的集电极；电阻R₂的第一端连接PNP三极管Q₁的集电极；NPN三极管Q₃的集电极连接第二电阻R₂的第二端，其基极连接自身的集电极，其发射极接地；NPN三极管Q₄的集电极连接PNP三极管Q₂的集电极，其基极连接NPN三极管Q₃的基极，NPN三极管Q₄的集电极输出比较信号V₁。

其中，流经所述电阻R₁的电流为第一电流I₁，流经第二电阻R₂的电流为第二电流I₂，PNP三极管Q₂的集电极的电流为第三电流I₃，NPN三极管Q₄的集电极的电流为第四电流I₄。

其中，设定NPN三极管Q₃和NPN三极管Q₄的尺寸比例为1：n(n为正数，例如，n＝4)，可以求出该微电流源22产生的第四电流I4如下：

其中，V_be3为NPN三极管Q₃的基极-发射极电压，V_be4为NPN三极管Q₄的基极-发射极电压，V_T＝kT/q，k为玻尔兹曼常数，T为温度，q为电子电荷常数，R₃为电阻R₃的电阻值。

PNP三极管Q₁和PNP三极管Q₂形成了电流镜，PNP三极管Q₂的集电极产生第三电流I₃，从图2中可以看出，流经电阻R₂的第二电流I₂是第一电流I₁和第三电流I₃的和，其中第一电流I₁是流经电阻R₁的电流。

第三电流I₃的表达式如下：

其中，V_in为输入电压V_in的电压值，V_be3为NPN三极管Q₃的基极-发射极电压，V_be1为PNP三极管Q₁的基极-发射极电压，R₂为电阻R₂的电阻值，R₄为电阻R₄的电阻值，R₁为电阻R₁的电阻值。

通常可以认为PNP三极管Q₁、PNP三极管Q₂以及NPN三极管Q₃的基极-发射极电压近似相等，均为V_be，那么电流I₃和电流I₄传输至同一节点相当于形成电流比较器，两者的电流差为：

由上可见，⊿I是与电源电压V_in成正比的函数，当⊿I过零时，比较信号V₁会翻转。输入电压V_in由低到高上升，导致比较信号V₁发生翻转的电源电压V_in的第一阈值电压记为V_TH1；输入电压V_in由高到低下降，导致比较信号V₁发生翻转的电源电压V_in的第二阈值电压记为V_TH2，则有如下关系：

其中是典型的一阶补偿带隙基准表达式，为比例系数，通过调节电阻R₁、R₂的电阻值可以调节该比例系数，从而可以获得所需要的不同的阈值电压，另外还可以通过调节电阻R₃的电阻值可以实现一阶温度补偿。

第二实施例

参考图3，图3示出了第二实施例的电源检测电路的电路结构，其在第一实施例的基础上增加了电平转换电路23，该电平转换电路23的输入端接收比较信号V₁，将该比较信号转换为数字电平V₂。

比较信号V₁指示电流比较的结果，通常是模拟信号，电平转换电路23将其转换为数字逻辑信号，也即数字电平V₂。需要说明的是，比较信号V₁本身已经可以指示电源电压V_in的变化，电平转换电路23将其转换为数字电平V₂，主要可以用于与其他附加电路兼容，例如可以利用数字电平V₂来控制其他的附加电路。

第三实施例

参考图4，图4示出了第三实施例的电源检测电路的电路结构，其在第一实施例的基础上增加了电平转换电路23、偏置电路24、电阻R₄、开关管M₆以及开关管M₄。该电平转换电路23的输入端接收比较信号V₁，将该比较信号转换为数字电平V₂；第二电阻R₂的第二端经由第四电阻R₄连接NPN三极管Q₃的集电极，开关管M6的第一端连接电阻R₄的第一端，其第二端连接电阻R₄的第二端，其控制端接收数字电平V₂；NPN三极管Q₂的集电极经由开关管M₄连接PNP三极管Q₄的集电极，其中，开关管M₄的第一端连接PNP三极管Q₂的集电极，开关管Q₄的第二端连接NPN三极管Q₄的集电极，开关管M4的控制端接收偏置电路24提供的偏置电压V_b。

其中，电阻R₄和开关管M₆用于引入迟滞效果。具体而言，电源电压V_in由低向高上升至第一阈值电压V_TH1时，数字电平V₂发生翻转；电源电压V_in由高向低下降至第二阈值电压V_TH2时，数字电平V₂发生翻转，第一阈值电压V_TH1大于第二阈值电压V_TH2。

进一步而言，在电源电压V_in从低电压往高电压上升的过程中，电流I₄首先大于电流I₃，使得比较信号V₁首先处于低电平，相应的数字电平V₂也处于逻辑低电平，使得开关管M₆(假定开关管M₆为NMOS晶体管)被关断；当电源电压V_in上升至第一阈值电压V_TH1时，比较信号V₁和数字电平V₂翻转为高电平，使得开关管M₆导通。在电源电压V_in高电压往低电压下降时，电流I₄首先小于电流I₃，使得比较信号V₁首先处于高电平，相应的数字电平V₂也处于逻辑高电平，开关管M₆导通；当电源电压V_in下降至第二阈值电压V_TH2时，比较信号V₁和数字电平V₂翻转为低电平，使得开关管M₆关断。

开关管M₄可以将比较信号V₁的高电平限制为最高V_b-V_gs4，从而对电平移位电路23形成保护，起到钳位保护的作用，其中V_b为偏置电压V_b的电压值，V_gs4为开关管M₄的栅源电压。另外，开关管M₄可以限制PNP三极管Q1与PNP三极管Q2、NPN三极管Q3与NPN三极管Q4的集电极-发射极电压差，从而降低厄利(Early)效应给阈值电压引入的误差。

第四实施例

参考图5，图5示出了第四实施例的电源检测电路的电路结构，其总体结构与图4所示第三实施例相同，区别仅是第四实施例给出了电平转换电路23和偏置电路24的具体电路结构。

参考图5，电平转换电路23包括：施密特反相器S₁，其输入端接收比较信号V₁；反相器N₁，其输入端连接施密特反相器S₁的输出端，其输出端输出数字电平V₂。偏置电路24包括：第六电阻R₆，其第一端连接电源电压接入端以接收电源电压V_in；稳压二极管D₁，其阴极连接第六电阻R₆的第二端，其阳极接地。

偏置电路24中，电阻R₆和稳压二极管D₁形成电流通路，在稳压二极管的阴极产生偏置电压V_b，该偏置电压V_b传输至开关管M₄的控制端，为开关管M₄提供偏置。

图6A示出了电源电压Vin在从低电压向高电压上升时，第三电流I₃、第四电流I₄、比较信号V₁以及数字电平V₂随电源电压V_in的变化曲线。结合图5和图6A，在电源电压V_in从低电压往高电压上升的过程中，电流I₄首先大于电流I₃，使得比较信号V₁首先处于低电平，经过施密特反相器S₁和反相器N₁后，数字电平V₂为低电平信号，使得开关管M₆(假定开关管M₆为NMOS晶体管)被关断，故电流I₃的表达式如下：

其中，V_in为输入电压V_in的电压值，V_be3为NPN三极管Q₃的基极-发射极电压，V_be1为PNP三极管Q₁的基极-发射极电压，R₂为电阻R₂的电阻值，R₄为电阻R₄的电阻值，R₁为电阻R₁的电阻值。

通常可以认为PNP三极管Q₁、PNP三极管Q₂以及NPN三极管Q₃的基极-发射极电压近似相等，均为V_be，那么电流I₃和电流I₄传输至同一节点相当于形成电流比较器，两者的电流差为：

由上可见，⊿I是与电源电压V_in成正比的函数，当⊿I过零时，比较信号V₁会翻转。故输入电压V_in由低到高上升时，导致比较信号V₁发生反转的第一阈值电压V_TH1为：

也即输入电压V_in由低到高上升达到该第一阈值电压V_TH1时，比较信号V₁将发生翻转，其中是典型的一阶补偿带隙基准表达式，为比例系数，通过调节电阻R₁、R₂、R₄的电阻值可以调节该比例系数，从而可以获得所需要的不同的阈值电压，另外还可以通过调节电阻R₃的电阻值可以实现一阶温度补偿。

图6B示出了电源电压V_in在从高电压向低电压下降时，第三电流I₃、第四电流I₄、比较信号V₁以及数字电平V₂随电源电压V_in的变化曲线，需要说明的是，为了符合制图惯例，图6B中的横坐标V_in仍然是从小到大变化的，因此图6B的横坐标从右向左查看时，体现了输入电压V_in从高到低的变化趋势。结合图5和图6B，当电源电压V_in上升至第一阈值电压V_TH1以上时，比较信号V₁由低电平翻转为高电平，经过施密特反相器S₁和反相器N₁后，使开关管M₆(本实施例中例如为NMOS管)由关断切换为开通。之后，若电源电压V_in从高电压向低电压下降时，当下降至第二阈值电压V_TH2时，比较信号V1、数字电平会发生翻转，与第一阈值电压V_TH1同理可得，该第二阈值电压V_TH2为：

显然，V_TH1>V_TH2，因而可以实现迟滞效果。具体而言，电源电压V_in从低到高上升时，在达到较大的第一阈值电压V_TH1时比较信号V₁会发生翻转，而当电源电压V_in从高到低下降时，在达到较低的第二阈值电压V_TH2时，比较信号V₁才会发生翻转，这样可以防止比较信号V1、数字电平V2在电源电压V_in抖动时发生跳变。

需要说明的是，上述各个实施例中提到的“高电压”“低电压”“高电平”“低电平”仅是相对的概念，例如高电压的电压范围高于低电压的电压范围，高电平的电压范围高于低电平的电压范围，而并非是将其限定在特定的电压范围。

综上所述，本发明提供了一种具有温度补偿特性的电源检测电路，当检测到电源电压达到阈值电压时比较信号发生翻转。该电源检测电路不需要基准电压，省去了带隙基准和比较器；可以通过调节电路中的电阻实现温度补偿，降低了阈值电压的温漂；该电源检测电路还可以具有迟滞功能，能防止输出的比较信号以及使能信号随电源电压的抖动而跳变；另外，通过开关管M₄和偏置电路还可以限制三极管对Q₁与Q₂以及Q₃与Q₄的集电极-发射极电压差，降低了厄利效应给阈值电压引入的误差。

本发明实施例的电源检测电路可以应用于各种受电设备，尤其适用于以太网供电的受电设备。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，只是依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单的修改、等同的变换，均仍属于本发明技术方案的保护范围内。

Claims (11)

1.一种具有温度补偿特性的电源检测电路，其特征在于，包括：

电压转电流电路，其输入端连接电源电压接入端，所述电压转电流电路将电源电压转换为第一电流、第二电流和第三电流，第二电流等于第一电流与第三电流之和，所述第二电流经由第一输出端输出，所述第三电流经由第二输出端输出；

微电流源，其输入端接收所述第二电流，其输出端产生第四电流；

其中，所述第三电流和第四电流相比较产生比较信号。

2.根据权利要求1所述的具有温度补偿特性的电源检测电路，其特征在于，所述电压转电流电路包括：

第一PNP三极管，其发射极连接所述电源电压接入端以接收所述电源电压，其基极连接所述第一PNP三极管的集电极；

第二PNP三极管，其发射极连接所述电源电压接入端，其基极连接所述第一PNP三极管的基极，其集电极作为所述电压转电流电路的第二输出端；

第一电阻，其第一端连接所述电源电压接入端，其第二端连接所述第一PNP三极管的集电极；

第二电阻，其第一端连接所述第一PNP三极管的集电极，其第二端作为所述电压转电流电路的第一输出端；

其中，流经所述第一电阻的电流为所述第一电流，流经所述第二电阻的电流为所述第二电流，所述第二PNP三极管的集电极的电流为所述第三电流。

3.根据权利要求2所述的具有温度补偿特性的电源检测电路，其特征在于，所述微电流源包括：

第一NPN三极管，其集电极连接所述第二电阻的第二端，其基极连接所述第一NPN三极管的集电极，其发射极接地；

第二NPN三极管，其集电极连接所述第二PNP三极管的集电极，其基极连接所述第一NPN三极管的基极，所述第二NPN三极管的集电极输出比较信号，所述第二NPN三极管的集电极的电流为所述第四电流；

第三电阻，其第一端连接所述第二NPN三极管的发射极，其第二端接地。

4.根据权利要求3所述的具有温度补偿特性的电源检测电路，其特征在于，还包括：

电平转换电路，将所述比较信号转换为数字电平。

5.根据权利要求4所述的具有温度补偿特性的电源检测电路，其特征在于，还包括：

第四电阻，所述第二电阻的第二端经由该第四电阻连接所述第一NPN三极管的集电极；

第六开关管，其第一端连接所述第四电阻的第一端，其第二端连接所述第四电阻的第二端，其控制端接收所述数字电平。

6.根据权利要求4或5所述的具有温度补偿特性的电源检测电路，其特征在于，所述电平转换电路包括：

施密特反相器，其输入端接收所述比较信号；

反相器，其输入端连接所述施密特反相器的输出端，其输出端输出所述数字电平。

7.根据权利要求5所述的具有温度补偿特性的电源检测电路，其特征在于，所述电源电压由低向高上升至第一阈值电压时，所述数字电平发生翻转；所述电源电压由高向低下降至第二阈值电压时，所述数字电平发生翻转，所述第一阈值电压大于所述第二阈值电压。

8.根据权利要求7所述的具有温度补偿特性的电源检测电路，其特征在于，所述第一阈值电压为：

所述第二阈值电压为：

其中，R₁为所述第一电阻的电阻值，R₂为所述第二电阻的电阻值，R₃为所述第三电阻的电阻值，R₄为所述第四电阻的电阻值，V_be为所述第一PNP三极管、第二PNP三极管以及第一NPN三极管的基极-发射极电压，V_T＝kT/q，k为玻尔兹曼常数，T为温度，q为电子电荷常数，n为所述第二NPN三极管与第一NPN三极管的尺寸比例。

9.根据权利要求3所述的具有温度补偿特性的电源检测电路，其特征在于，所述第二NPN三极管的集电极经由第四开关管连接所述第二PNP三极管的集电极，其中，所述第四开关管的第一端连接所述第二PNP三极管的集电极，所述第四开关管的第二端连接所述第二NPN三极管的集电极，所述第四开关管的控制端接收偏置电路提供的偏置电压。

10.根据权利要求9所述的具有温度补偿特性的电源检测电路，其特征在于，所述偏置电路包括：

第六电阻，其第一端连接所述电源电压接入端；

稳压二极管，其阴极连接所述第六电阻的第二端，其阳极接地。

11.一种受电设备，该受电设备由以太网供电，其特征在于，该受电设备包括权利要求1至10中任一项所述的具有温度补偿特性的电源检测电路。