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CN104169687B - 角度检测装置 - Google Patents

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CN104169687B
CN104169687B CN201280071479.7A CN201280071479A CN104169687B CN 104169687 B CN104169687 B CN 104169687B CN 201280071479 A CN201280071479 A CN 201280071479A CN 104169687 B CN104169687 B CN 104169687B
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金原义彦
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Abstract

本发明获得一种能对角度信号(θr)中含有的角度信号(θr)的电角度频率分量进行修正的角度检测装置。在根据从角度信号(θr)中获得的正弦信号和余弦信号来计算旋转机的角度信号(θr)的角度检测装置中，分别根据角度信号计算所述正弦信号和所述余弦信号的偏移修正值(es，ec)，将计算出的所述正弦信号的偏移修正值(es)与所述正弦信号相加来对所述正弦信号进行修正，将计算出的所述余弦信号的偏移修正值(ec)与所述余弦信号相加来对所述余弦信号进行修正。

Description

角度检测装置
技术领域
本发明涉及角度检测装置。
背景技术
旋转变压器的机械性能牢固，耐环境性优异，因此广泛用于旋转机的旋转角度的检测。然而，通常在旋转变压器中，由于转子的偏心引起的误差、差动放大器的温度漂移引起的误差等，这些误差会呈现为计算出的角度的误差。对此，专利文献1中，预先将旋转变压器的正弦信号与余弦信号的中点修正值存储在EEPROM(Electrically ErasableProgrammable Read-Only Memory:带电可擦可编程只读存储器)等中。此外，在专利文献1中，读取正弦信号以及余弦信号的峰值和谷值，根据该峰值和谷值的中点与预先确定的规定的中点值的差来求得中点修正值，并将其与正弦信号以及余弦信号相加来进行修正，根据修正后的正弦信号以及余弦信号来计算旋转机的角度。
专利文献2中，根据旋转变压器中检测出的信号来检测角度信号，根据检测出的角度信号来检测速度信号。利用旋转变压器的误差波形由旋转变压器固有的确定的n次分量构成、以及具有再现性的特点，在角度误差推算器中，对根据包含检测到的误差的角度信号而生成的包含误差的速度信号的高频分量进行频率转换、例如傅立叶变化，然后计算分割成多个的每个分量的误差大小，对计算出的误差进行合成从而生成复原了检测误差的误差波形信号。在角度信号修正电路中，利用该误差波形信号对包含旋转变压器所检测到的误差的角度信号进行修正。
现有技术文献
专利文献
专利文献1:日本专利特开2008-273478号公报
专利文献2:日本专利特开2009-156852号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
在专利文献1所记载的现有的角度检测装置中，由于对中点误差(偏移)进行修正从而因中点误差引起而产生的、对于旋转变压器中检测到的角度信号的旋转机的旋转角度的角度误差中，能对角度信号的电角度频率分量进行修正(以下，将角度信号的电角度频率简称为1f，将角度信号的电角度频率分量简称为1f角度误差)，但无法对因正弦信号和余弦信号中含有1f的2倍的频率分量而引起的1f角度误差进行修正。
在专利文献2所记载的现有的角度检测装置中，角度误差推算器中计算出的误差波形信号为交流量。因此，随着旋转机的高速旋转，误差波形信号的频率也会变高，因此，若在角度误差推算器的计算中存在时间的浪费，则误差波形信号会产生相位偏差，从而无法准确地修正误差，因此需要缩短角度误差推算器的运算速度，存在微机的处理负担变高的问题。
本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于获得一种角度检测装置，即使在正弦信号的余弦信号中含有它们的基波分量的2倍的频率分量，也能对角度信号中含有的1f角度误差进行修正。
解决技术问题的技术方案
本发明的角度检测装置根据从角度检测器获得的正弦信号和余弦信号来计算旋转机的角度信号，分别根据所述角度信号计算所述正弦信号和所述余弦信号的偏移修正值，将计算出的所述正弦信号的偏移修正值与所述正弦信号相加来对所述正弦信号进行修正，将计算出的所述余弦信号的偏移修正值与所述余弦信号相加来对所述余弦信号进行修正。
此外，本发明的角度检测装置从所述角度信号中去除频率比其电角度频率分量的频率低的频率分量，利用提取了所述电角度频率分量的频率以上的频率分量后得到的角度误差Δθ，并根据所述角度误差的符号反转值-Δθ的余弦分量来求得所述正弦信号的偏移修正值，并将其与所述正弦信号相加，根据所述角度误差Δθ的正弦分量求出所述余弦信号的偏移修正值，并将其与所述余弦信号相加，从而对所述正弦信号和所述余弦信号进行修正。
发明效果
根据本发明的角度检测装置，根据角度信号分别计算正弦信号和余弦信号的偏移修正值，对正弦信号和余弦信号进行修正，因此除了存在正弦信号和余弦信号的中点误差的情况以外，即使在正弦信号和余弦信号中含有它们的基波分量的2倍的频率分量的情况下，也能对1f角度误差(角度信号的电角度频率分量)进行修正。而且，由于偏移修正值是直流量，因此在旋转机高速旋转的情况下，也能以较低的控制响应实现修正值运算，抗噪音性能得以提高，能使用运算速度较地的中央运算处理装置(CPU:Central Processing Unit)。
关于本发明的除上述以外的目的、特征、观点及效果，通过参照附图并如下述对本发明进行详细说明来做进一步的揭示。
附图说明
图1是表示本发明实施方式1的角度检测装置的结构的框图。
图2是分别表示图1的旋转变压器的各线圈的波形的波形图。
图3是表示实施方式1的偏移修正值运算单元的内部结构的框图。
图4是表示实施方式1中、对正弦信号赋予了固定值的偏移误差时的正弦信号、余弦信号、角度信号、角度误差的波形图。
图5是表示实施方式1中、对余弦信号赋予了固定值的偏移误差时的正弦信号、余弦信号、角度信号、角度误差的波形图。
图6是表示速度信号ωr与平均速度[ωr]的图。
图7是表示实施方式1中、对正弦信号以及余弦信号赋予了1f角度误差的2倍的频率分量时的正弦信号、余弦信号、角度信号、角度误差的波形图。
图8是表示实施方式2的偏移修正值运算单元的内部结构的框图。
图9是表示实施方式3的偏移修正值运算单元的内部结构的框图。
图10是表示实施方式4的偏移修正值运算单元的内部结构的框图。
图11是表示在实施方式3的结构中、将积分器的复位值α设为0度的情况下、速度信号相对于旋转机的速度产生了偏移误差时的图9各部分的计算波形的波形图。
图12是表示在实施方式4的结构中、速度信号相对于旋转机的速度产生偏移误差时图10各部分的计算波形的波形图。
图13是表示旋转机的速度变化的频率与1f角度误差的关系的绘制线图。
图14是表示实施方式5的偏移修正值运算单元的内部结构的框图。
具体实施方式
实施方式1.
图1是表示本发明实施方式1的角度检测装置的结构的框图。图中，旋转变压器1由励磁线圈2、对旋转机角度的正弦进行检测的正弦检测线圈3、以及对旋转机角度的余弦进行检测的余弦检测线圈4构成。通过以图2(a)所示的交流信号对励磁线圈2进行驱动，从而向正弦检测线圈3的输出端子输出图2(b)所示的以旋转机角度的正弦进行了振幅调制的信号，并向余弦检测线圈4的输出端输出图2(c)所示的以旋转机角度的余弦进行了振幅调制的信号。这里，图2(a)、图2(b)、图2(c)的横轴表示时间轴(时间t)，表示了旋转变压器的角度的一个周期。纵轴表示各信号的振幅。
接着对从旋转变压器1输出的信号的处理方法进行阐述。图1中，通过励磁电路5，以图2(a)所示的交流信号对旋转变压器1的励磁线圈2进行驱动。由差动放大器6对旋转变压器1的正弦检测线圈3的两输出端之间的电压、以及余弦检测线圈4的两输出端之间的电压进行差动放大，并输出到角度计算单元7。角度计算单元7利用A/D转换器8对图2(b)及图2(c)中圆圈标记所表示的正弦值与余弦值的峰值点、即由差动放大器6检测到的正弦值与余弦值的峰值点进行A/D转换，并根据将该峰值点相连形成的信号列获得图2(b)以及图2(c)中粗线所示的正弦信号以及余弦信号。A/D转换器8的输出即正弦信号以及余弦信号、正弦信号的偏移修正值es、余弦信号的偏移修正值ec输入到加法器9。加法器9中，将正弦信号与正弦信号的偏移修正值es相加，并将余弦信号与余弦信号的偏移修正值ec相加。并且，在角度计算器10中，输入与正弦信号的偏移修正值es相加后得到的正弦信号以及与余弦信号的偏移修正值ec相加后得到的余弦信号，并计算角度信号θr。偏移修正值运算单元11基于角度信号θr分别计算正弦信号和余弦信号的偏移修正值es、ec。
接着，对偏移修正值运算单元11进行阐述。图3是表示实施方式1的偏移修正值运算单元11的内部结构的框图。微分器21对角度信号θr进行微分运算，计算速度信号ωr。这里，s是表示拉普拉斯算子的记号。低通滤波器22输出将速度信号ωr中高于时间常数T1的频率分量去除后得到的速度信号ω0。时间常数T1设定为对角度信号的电角度频率、即1f角度误差的频率进行阻断的值。由此，角度信号ω0中、角度信号的电角度频率以上的频率分量被阻断。
偏移修正值运算部85基于所输入的角度信号θr与速度信号ω0，输出正弦信号的偏移修正值es以及余弦信号的偏移修正值ec。积分器23对速度信号ω0进行积分并输出角度信号θ0。这里，角度信号θ0包含如下功能:参照角度信号θr，若角度信号θr通过预先设定的基准角度α度，则将角度信号θ0复位到角度信号θr的值。由此，角度信号θ0通过对速度信号ω0进行积分后得到，因此是将角度信号θr中、角度信号的电角度频率以上的频率分量去除后得到的角度信号。减法器24将角度信号θr与角度信号θ0相减，从而计算出将角度信号θr中低于电角度频率的频率分量去除后得到的角度误差Δθ。
通过采用该结构，由于通常情况下，旋转机的速度变化频率大多低于1f角度误差，因此能从角度信号θr中去除旋转机的速度变化的影响来提取角度误差Δθ，因此能高精度地计算偏移修正值。增益器25在输入角度误差Δθ后，将角度误差Δθ与-1相乘从而输出角度误差的符号反转值-Δθ。在延迟器26、27中，z是表示z转换的算子，延迟器26、27输出偏移修正值运算单元11的一个运算周期前输入的信号。
开关28具有两个输入A、B，若判定角度信号θ0通过0度附近，则输出输入A(角度误差的符号反转值-Δθ)，在其它情况下输出输入B(开关28的输出的一个运算周期前的值)。由此，开关28输出角度信号θ0通过0度附近时的角度误差的符号反转值-Δθe0，并在角度信号再次通过0度附近时进行更新。实施方式1所记载的开关28输出角度信号θ0通过0度附近时的角度误差的符号反转值-Δθe0，但也可以在判定角度信号θ0通过180度附近时，输出输入A(角度误差Δθ)，在其他情况下输出输入B(开关28的输出的一个运算周期前的值)，并输入到积分器30。
此时，开关28输出角度信号θ0通过180度附近时的角度误差的符号反转值Δθe180，并在每次角度信号通过180度附近时进行更新。或者，也可以由开关28分别输出角度误差的符号反转值-Δθe0以及角度误差Δθe180，并求得它们的平均值Δθe0-180后输入到积分器30。
开关29具有两个输入A、B，若判定角度信号θ0通过90度附近，则输出输入A(角度误差Δθ)，在其它情况下输出输入B(开关29的输出的一个运算周期前的值)。由此，开关29输出角度信号θ0通过90度附近时的角度误差Δθe90，并在每次角度信号通过90度附近时进行更新。
实施方式1所记载的开关29输出角度信号θ0通过90度附近时的角度误差Δθe90，但也可以在判定角度信号θ0通过270度附近时，输出输入A(角度误差的符号反转值-Δθ)，在其他情况下输出输入B(开关29的输出的一个运算周期前的值)，并输入到积分器31。此时，开关29输出角度信号θ0通过270度附近时的角度误差的符号反转值-Δθe270，并在每次角度信号通过270度附近时进行更新。或者，也可以由开关29分别输出角度误差Δθe90以及角度误差的符号反转值-Δθe270，并求得它们的平均值Δθe90-270后输入到积分器31。
积分器30将对角度误差的符号反转值-Δθe0进行积分输出后的值作为正弦信号的偏移修正值es进行输出。同样，积分器31将对角度误差Δθe90进行积分输出后的值作为余弦信号的偏移修正值ec进行输出。这里，K是反馈增益，通过对其进行调整，从而对根据角度信号θr进行的正弦信号的偏移修正值es、余弦信号的偏移修正值ex的运算响应进行调整。
接着，对本发明的偏移修正值的运算进行说明。图4的第一行是旋转机以一定速度进行旋转时的正弦信号的波形，第二行为余弦信号的波形，第三行是角度信号θr[度]的波形，第四行为角度误差Δθ[度]的波形，横轴为时刻t[秒]。这里，向正弦信号提供固定值的偏移误差。另一方面，将余弦信号的偏移误差设为0。此时，在角度信号θr中产生与余弦信号大致同相的1f角度误差。上述开关28的输出是角度信号θ0通过0度附近时的角度误差的符号反转值-Δθe0，因此相当于角度误差Δθ的余弦分量。
图5是对图4中的余弦信号提供固定值的偏移误差、并将正弦信号的偏移误差设为0时的波形。此时，在角度信号θr中产生与正弦信号大致反相的1f角度误差。上述开关29的输出是角度信号θ0通过90度附近时的角度误差为Δθe90，相当于角度误差的符号反转值-Δθ的正弦分量。由图4、图5的关系可知，正弦信号的偏移误差即为角度误差Δθ的余弦分量，余弦信号的偏移误差即为角度误差的符号反转值-Δθ的正弦分量。
本发明中，从角度信号θr中去除比1f角度误差的频率要低的频率分量，利用提取了1f角度误差的频率以上的频率分量而得到的角度误差Δθ，根据1f角度误差的符号反转值-Δθ的余弦分量来求得正弦信号的偏移修正值，并将其与正弦信号相加，根据角度误差Δθ的正弦分量求得余弦信号的偏移修正值，并将其与余弦信号相加，求得角度信号θr。
实施方式1中，在角度误差Δθ大致由下式(1)表示的情况下，若将式(1)变形成式(2)，则正弦分量为θ1fcos(α)，余弦分量为θ1fsin(α)，它们分别通过在式(2)中设θ＝0度和θ＝90度时来得到，利用开关28求得角度误差的符号反转值Δθe0，利用开关29求得角度误差Δθe90。
Δθ＝θ1f sin(θ+α)·················(1)
Δθ＝θ1f cos(α)sin(θ)+θ1f sin(α)cos(θ)····(2)
这里，式(1)、式(2)中，θ1f为1f角度误差的振幅，θ为旋转机的角度(电角度)，α为角度误差Δθ的初始相位角。
另外，实施方式1中，低通滤波器22除了图3那样的一阶低通滤波器以外，还可以使用具有二阶以上的阶数的低通滤波器。在实施方式1中，利用微分器21和低通滤波器22来对速度信号ω0进行运算，但作为计算速度信号ω0的运算，例如也可以根据旋转机的电压方程等来推算速度，并用作速度信号ω0。此外，也可以根据速度信号ωr来求出电角度周期下的平均速度[ωr]。图6对速度信号ωr与平均速度[ωr]进行了绘制。在横轴取旋转机的角度θ(电角度)[度]、纵轴取速度ω[度/s]的情况下，角度信号θr的1f角度误差使得速度信号ωr产生脉动。因此，可知也可以计算角度信号θr的一个电角度周期下的速度信号ωr的平均速度[ωr]，并将其用作速度信号ω0。
现有的角度检测装置基于正弦信号和余弦信号对中点(偏移)误差进行修正，但正弦信号和余弦信号中含有的1f角度误差的2倍的频率分量不会出现在中点(偏移)，因而无法对该分量引起的1f角度误差进行修正。图7的第一行是旋转机以一定速度进行旋转时的正弦信号的波形，第二行为余弦信号的波形，第三行是角度信号θr[度]的波形，第四级为角度误差Δθ[度]的波形，横轴为时刻t[秒]。这里，向正弦信号以及余弦信号赋予1f角度误差的2倍的频率分量。此时，在角度信号θr中产生1f角度误差。
实施方式1所记载的角度检测装置基于角度信号θr来分别计算正弦信号的偏移修正值es以及余弦信号的偏移修正值ec，因此能进行将因正弦信号及余弦信号中含有1f角度误差的2倍的频率分量而产生的角度信号的1f角度误差也考虑在内的1f角度误差修正。而且，由于计算出修正量为直流量的正弦信号的偏移修正值以及余弦信号的偏移修正值，因此即使偏移修正值的计算中存在时间的浪费，也不会产生现有的角度检测装置那样因相位偏移引起的误差。因此，利用实施方式1所记载的结构能获得可以使用运算速度较低的廉价CPU的效果。
实施方式2.
实施方式1中，基于电角度周期的角度信号对偏移修正值进行运算，但也可以基于旋转机机械角周期的整数倍期间的角度信号来计算偏移修正值。图8是表示实施方式2的偏移修正值运算单元11a的内部结构的框图，对与实施方式1对应或相当的构成部分标注了相同的标号。
偏移修正值运算部85a基于所输入的角度信号θr与速度信号ω0输出正弦信号的偏移修正值es以及余弦信号的偏移修正值ec。实施方式2的特征在于，在角度误差Δθ的符号反转值-Δθ的后级具备0度机械角误差运算单元90，在角度误差Δθ的后级具备90度机械角误差运算单元91。旋转变压器1具备在旋转机的转轴旋转1圈时输出N个旋转的信号的N轴倍角转子。旋转机旋转1圈时的N个旋转的角度信号大多具有彼此不同的角度误差。由此，优选对旋转机的每个机械角周期进行角度误差的修正。
因此，在0度机械角误差运算单元90中，当判定角度信号θ0通过0度时，执行以下计算。
-Δθm0＝(-Δθ-Δθ0-1-Δθ0-2···-Δθ0-(N-1))/N··(3)
式中，Δθ0-i(i＝1～N-1)表示式(3)的运算前第i次判定为角度信号θ0通过0度时的Δθ的值，N为轴倍角。另一方面，当未判定为角度信号θ0通过0度时，输出上一次判定为通过0度时利用式(3)求出的值。
这里，在0度机械角误差运算单元90中，也可以不执行式(3)的计算，取而代之利用判定为角度信号θ0通过180度时的角度误差Δθ来执行下式(4)的计算。
Δθm180＝(Δθ+Δθ180-1-Δθ180-2···-Δθ180-(N-1))/N··(4)
式中，Δθ180-i(i＝1～N-1)表示式(4)的运算前第i次判定为角度信号θ0通过180度时的Δθ的值，N为轴倍角。当未判定为角度信号θ0通过180度时，输出上一次判定为通过180度时利用式(4)求出的值。
同样，在90度机械角误差运算单元91中，当判定角度信号θ0通过90度时，执行以下计算。
Δθm90＝(Δθ+Δθ90-1+Δθ90-2···+Δθ90-(N-1))/N··(5)
式中，Δθ90-i(i＝1～N-1)表示式(5)的运算前第i次判定为角度信号θ0为90度时的Δθ的值，N为轴倍角。
另一方面，当未判定为角度信号θ0通过90度时，输出上一次判定为通过90度时利用式(5)求出的值。
同样，在90度机械角误差运算单元91中，也可以不执行式(5)的计算，取而代之利用判定为角度信号θ0通过270度时的角度误差Δθ来执行下式(6)的计算。
-Δθm270＝(-Δθ-Δθ270-1-Δθ270-2···-Δθ270-(N-1))/N (6)
式中，Δθ270-i(i＝1～N-1)表示式(6)的运算前第i次判定为角度信号θ0通过270度时的Δθ的值，N为轴倍角。当未判定为角度信号θ0通过270度时，输出上一次判定为通过270度时利用式(6)求出的值。
利用式(3)运算出的角度误差的符号反转值-Δθm0是在角度信号θ0通过0度的位置、角度误差的符号反转值-Δθ在旋转机的一个机械角周期内的平均值。由此，通过将向积分器30输入角度误差的符号反转值-Δθm0而得到的正弦信号的偏移修正值es用作正弦信号的偏移修正值，从而能进行与旋转机的机械角周期相对应的正弦信号的修正。而且，即使是将利用式(4)运算得到的角度误差Δθm180用作积分器30的输入的情况，或是对式(3)和式(4)双方进行运算、分别求得角度误差的符号反转值-Δθm0和角度误差Δθm180并使用它们的平均值的情况下，也具有相同的效果。
同样，利用式(5)运算出的角度误差Δθm90是在角度信号θ0通过90度的位置、角度误差Δθ在旋转机的一个机械角周期内的平均值。由此，通过使用将向积分器31输入角度误差Δθm90而得到的余弦信号的偏移修正值ec，从而能进行与旋转机的机械角周期相对应的余弦信号的修正。而且，即使是将利用式(6)运算得到的角度误差的符号反转值-Δθm270用作积分器31的输入的情况，或是对式(5)和式(6)双方进行运算、分别求得角度误差Δθm90和角度误差的符号反转值-Δθm270并使用它们的平均值的情况下，也具有相同的效果。
在式(3)～式(6)的运算中，对旋转机的机械角周期间的角度误差或者角度误差的符号反转值进行了计算，但若将运算期间设为旋转机的机械角的整数倍期间，则高频噪音分量会被平滑，而且不会产生基于电角度周期的分量，因此能高精度地求出基于机械角周期的角度误差或角度误差的符号反转值。由此，在实施方式2中能进行与旋转机的机械角周期相对应的偏移修正。
实施方式3.
图9是表示实施方式3的偏移修正值运算单元11b的内部结构的框图，对与实施方式1、2对应或相当的构成部分标注了相同的标号。实施方式3的特征在于，利用角度误差Δθ以及角度信号θ0求得角度误差Δθ的正弦分量θ1f_sin_amp，从而计算余弦信号的偏移修正值ec，并求得角度误差的符号反转值-Δθ的余弦分量θ1f_cos_amp，从而计算正弦信号的偏移修正值es。
下面对实施方式3中的运算进行说明。偏移修正值运算部85b基于所输入的角度信号θr与速度信号ω0输出正弦信号的偏移修正值es以及余弦信号的偏移修正值ec。余弦值运算器41计算角度信号θ0所对应的余弦值cos(θ0)。同样，正弦值运算器42计算角度信号θ0所对应的正弦值sin(θ0)。乘法器43将余弦值cos(θ0)与角度误差Δθ相乘，从而算出Δθcos(θ0)。同样，乘法器44将正弦值sin(θ0)与角度误差Δθ相乘，从而算出Δθsin(θ0)。
积分器45对Δθcos(θ0)进行下式(7)的运算，从而计算角度误差的符号反转值-Δθ的余弦分量θ1f_cos_amp。这里，T2是角度信号θr的电角度周期。
[数学式1]
同样，积分器46对Δθsin(θ0)进行下式(8)的运算，从而计算角度误差Δθ的正弦分量θ1f_sin_amp。T2与式(7)为相同的值。
[数学式2]
并且，将角度误差的符号反转值-Δθ的余弦分量θ1f_cos_amp输入到积分器30，将其输出作为正弦信号的偏移修正值es。同样，将角度误差Δθ的正弦分量θ1f_sin_amp输入到积分器31，将其输出作为余弦信号的偏移修正值ec。另外，在积分器45、46的运算中，也可以将T2设为旋转机的机械角周期。由此能求出与旋转机的机械角周期相对应的正弦信号的偏移修正值es以及余弦信号的偏移修正值ec。
另外，若将T2设为旋转机的机械角周期的整数倍，则角度误差的正弦分量、余弦分量中含有的高频噪音分量被平滑，因此不会产生基于电角度周期的分量，因此，对于上述与旋转机的机械角周期相对应的正弦信号的偏移修正值es以及余弦信号的偏移修正值ec，能提高抗噪音性。如上所述，根据实施方式3，求出角度信号中含有的余弦分量来计算正弦信号的偏移修正值，求出角度信号中含有的正弦分量来计算余弦信号的偏移修正值，由此，除了实施方式1、2的效果以外，即使在角度信号θr的角度误差Δθ由实施方式1中阐述的式(1)表示的情况下含有1f角度误差以外的角度误差分量，也能高精度地计算正弦信号的偏移修正值以及余弦信号的偏移修正值。
下面，说明其理由。在实施方式1、2中，基于角度信号θ0在0度附近以及90度附近时的角度误差Δθ来计算偏移修正值，但若角度误差Δθ中含有1f角度误差以外的角度误差分量，则当角度信号θ0在0度附近、90度附近时，分别除了角度误差Δθ的余弦分量、正弦分量以外，还包含1f角度误差以外的角度误差分量，所计算出的偏移修正值中可能会产生误差。另一方面，在实施方式3中，利用积分器45、46来分别提取角度误差Δθ的余弦分量、正弦分量，因此即使在角度误差Δθ中含有1f角度误差以外的角度误差分量的情况下，也能提取1f角度误差从而准确地计算偏移修正值。由此，即使在旋转变压器的角度信号中含有1f角度误差以外的角度误差分量的情况下，也能高精度地进行偏移修正。
实施方式4.
图10是表示实施方式4的偏移修正值运算单元11c的内部结构的框图，对与实施方式1～3对应或相当的构成部分标注了相同的标号。偏移修正值运算部85c基于所输入的角度信号θr与速度信号ω0来输出正弦信号的偏移修正值es以及余弦信号的偏移修正值ec。在速度信号ω0相对于旋转机的转速产生偏移误差的情况下，正弦信号的偏移修正值、余弦信号的偏移修正值中可能会产生误差。
作为一个例子，图11是在实施方式3的结构中、将积分器22的复位值α设为0度的情况下、速度信号ω0相对于旋转机的速度产生了偏移误差时的图9各部分的计算波形。由图11可知，当通过复位值、即0度时，角度误差Δθ的正弦分量θ1f_sin_amp未变为0，误差增大。
下面，为了解决上述问题，在实施方式4中，导入积分器51来求出角度信号的余弦分量，该积分器51在角度信号θr通过0度的位置将输出、即角度信号θ0cos复位到角度信号θr的值，并导入积分器52来计算余弦信号的偏移修正值ec，该积分器52在角度信号θr通过90度的位置将输出、即角度信号θ0sin复位到角度信号θr的值。减法器53将角度信号θr与角度信号θ0cos相减，从而计算角度误差Δθcos。同样，减法器54将角度信号θr与角度信号θ0sin相减，从而计算角度误差Δθsin。
余弦值运算器55计算角度信号θ0cos所对应的余弦值cos(θ0cos)。同样，正弦值运算器56计算角度信号θ0sin所对应的正弦值sin(θ0sin)。乘法器57将余弦值cos(θ0cos)与角度误差Δθcos相乘，从而算出Δθcoscos(θ0cos)。同样，乘法器58将正弦值sin(θ0sin)与角度误差Δθsin相乘，从而算出Δθsinsin(θ0sin)。
积分器59对Δθcoscos(θ0cos)进行下式(9)的运算，从而计算角度误差的符号反转值-Δθcos的余弦分量θ1f_cos_amp。这里，T2使用实施方式3中说明的值。下面对式(9)的复位进行阐述。在将T2旋转为角度信号θr的角度周期的情况下，当角度信号θr通过0度时，θ1f_cos_amp被复位到0，再次开始式(9)的运算。在将T2设定为旋转机的机械角周期的M(M:自然数)倍的情况下，角度信号θr以将旋转变压器的轴倍角N与整数M相乘的次数通过0度，且每次都将θ1f_cos_amp复位到0，开始式(9)的运算。
[数学式3]
同样，积分器60对Δθsinsin(θ0sin)进行下式(10)的运算，从而计算角度误差Δθsin的正弦分量θ1f_sin_amp。这里，T2使用实施方式3中说明的值。下面对式(10)的复位进行阐述。在将T2旋转为角度信号θr的角度周期的情况下，当角度信号θr通过90度时，θ1f_sin_amp被复位到0，再次开始式(10)的运算。在将T2设定为旋转机的机械角周期的M(M:自然数)倍的情况下，角度信号θr以将旋转变压器的轴倍角N与整数M相乘的次数通过90度，且每次都将θ1f_sin_amp复位到0，开始式(10)的运算。
[数学式4]
并且，将角度误差的符号反转值-Δθcos的余弦分量θ1f_cos_amp输入积分器30，将其输出作为正弦信号的偏移修正值es，同样，将角度误差Δθsin的正弦分量θ1f_sin_amp输入积分器3，将其输出作为余弦信号的偏移修正值ec。
图12是在实施方式4的结构中、速度信号ω0相对于旋转机的速度产生偏移误差时图10各部分的计算波形。由图10可知，当通过复位值、即0度时，角度误差的符号反转值-Δθcos的余弦分量θ1f_cos_amp变为0，同样，当通过复位值、即90度时，角度误差Δθsin的正弦分量θ1f_sin_amp变为0，偏移误差的影响不会被累计。如上所述，根据实施方式4，根据上述角度信号通过90度或270度的位置求出上述正弦分量，并根据上述角度信号通过0度或180度的位置求出上述余弦分量，因此除了实施方式1～3的效果以外，即使在利用角度信号求出的速度信号ω0相对于实际的旋转机的速度产生偏移误差的情况下，也能高精度地计算偏移修正值。
实施方式5.
在实施方式1～4的速度信号ω0的运算中，当旋转机的速度较低时，旋转机的速度变化的频率与1f角度误差的频率较为接近，因而会在偏移修正值中产生修正误差。这是由于，在实施方式1～3的低通滤波器22中，难以设计出将1f角度误差的频率分量阻断、且使旋转机的速度变化的频率分量通过的滤波器。
下面说明滤波器的设计较难的理由。作为一个例子，考虑将旋转机的速度变化的频率设为10Hz，将1f角度误差设为-20dB以下的情况。此时，若将低通滤波器22的阶数设为1，将截止频率设为f1(＝10Hz)，则绘制线图(折线近似特性)如图13所示，在频率f1以下的区域中，增益G为0[dB]，因此能使速度变化的频率通过。并且，若1f角度误差的频率在f3(＝100Hz)以上，则增益G在-20dB以下，满足目标。然而，当1f角度误差的频率低于f3时，增益超过-20dB，因此不满足目标。例如，当1f角度误差的频率为f2(＝30Hz)时，增益约为-9dB，不满足目标。由此，本例中，1f角度误差的频率必须在速度变化的频率的10倍以上，否则不满足目标。如上所述，若1f角度误差的频率接近速度变化的频率，则难以设计滤波器。
因此，在实施方式5中，对实施方式1～4的运算进行设定，使得旋转器的速度在规定值以上。由此，能消除上述干扰的影响。图14是表示实施方式5的偏移修正值运算单元11d的内部结构的框图，对与实施方式1～4对应或相当的构成部分标注了相同的标号。实施方式5使得在实施方式4的图10的运算中，在速度信号ω0在规定的基准速度ω以上的情况下进行偏移修正值运算部85c的运算。另外，在积分器30、31的后级设有开关81、82。
开关81、82具有两个输入A、B，当判定为速度信号ω0高于预先设定的基准速度ω的情况下，对输入A进行输出，在其它情况下对输入B进行输出。延迟器83、84的z是表示z转换的算子，将偏移修正值运算单元的一个运算周期前的输入信号作为输出信号来输出。由此，开关81在判定为速度信号ω0高于预先设定的基准速度ω时，将积分器30的输出、即输入A进行输出，在其他情况下，将一个运算周期前的正弦信号的偏移修正值es、即输入B进行输出。由此，开关81在速度信号ω0高于基准速度ω的情况下对输出信号进行更新。
同样，开关82在判定为速度信号ω0高于预先设定的基准速度ω时，将积分器31的输出、即输入A进行输出，在其他情况下，将一个运算周期前的余弦信号的偏移修正值ec、即输入B进行输出。由此，开关82在速度信号ω0高于基准速度ω的情况下对输出信号进行更新。
图14中，偏移修正值运算部85c基于所输入的角度信号θr与速度信号ω0输出正弦信号的偏移修正值es以及余弦信号的偏移修正值ec。偏移修正值运算部85c与实施方式4的图10所记载的偏移修正值运算部85c相同，但也可以使用实施方式1～3中记载的偏移修正值运算部85、85a、85b中的任一个来代替偏移修正值运算部85c。
如上所述，在速度信号ω0高于基准速度ω的情况下进行偏移修正值的运算，由此能消除1f角度误差的频率与旋转机的速度变化频率的干扰所造成的偏移修正值的误差。尤其是在旋转机为电动助力转向用电动机的情况下，通过将基准速度ω设定成高于驾驶者的方向盘转向频率的速度，从而能有效地进行1f角度误差的修正。此外，随着旋转器速度的上升，旋转器每旋转1圈的运算次数变少，因此偏移修正精度会降低。为此，在判断为开关81、82低于预先设定的基准速度的情况下，对输入A进行输出，在其它情况下对输入B进行输出，从而也能设定成在旋转机的速度在规定值以下时进行偏移修正值的运算。
另外，若利用滤波器等使因旋转机的转矩脉动、利用逆变器等功率转换器对旋转机进行驱动时的逆变器输出电压误差、电流检测误差引起的转矩脉动所产生角度检测的脉动分量降低，则当然能高精度地实施本发明。
另外，实施方式1～5中对两相输出的旋转变压器进行了阐述，但本发明并不限于此，即使应用于具有三相以上的多相输出的旋转变压器也能获得同样的效果。
另外，在以上实施方式1～5的说明中对应用于具有两相输出的旋转变压器、三相以上的多相输出的旋转变压器的情况进行了阐述，但并发明并不限于此，即使在利用了各向异性磁电阻AMR(Anisotropic Magneto Resistance)的传感器、利用了巨磁电阻GMR(Giant Magneto Resistive)的传感器、利用了隧道磁阻TMR(Tunneling Magneto-resistive)的传感器等、利用了磁阻MR(Magneto Resistive)的传感器、编码器、霍尔元件等中应用与具有两相输出或三相以上的多相输出的角度检测器，也能获得同样的效果。
另外，本发明可以在其发明范围内对各实施方式进行自由组合，或者对各实施方式适当地进行变形、省略。

Claims (8)

1.一种角度检测装置，其特征在于，根据从角度检测器获得的正弦信号和余弦信号来计算旋转机的角度信号，
分别根据所述角度信号计算所述正弦信号和所述余弦信号的偏移修正值，
将计算出的所述正弦信号的偏移修正值与所述正弦信号相加来对所述正弦信号进行修正，
将计算出的所述余弦信号的偏移修正值与所述余弦信号相加来对所述余弦信号进行修正，从所述角度信号中去除频率比其电角度频率分量的频率低的频率分量，利用提取了所述电角度频率分量的频率以上的频率分量后得到的角度误差Δθ，并根据所述角度误差的符号反转值-Δθ的余弦分量来求得所述正弦信号的偏移修正值，并将其与所述正弦信号相加，
根据所述角度误差Δθ的正弦分量求出所述余弦信号的偏移修正值，并将其与所述余弦信号相加，
从而对所述正弦信号和所述余弦信号进行修正。
2.一种角度检测装置，其特征在于，
根据从角度检测器获得的正弦信号和余弦信号来计算旋转机的角度信号，
分别根据所述角度信号计算所述正弦信号和所述余弦信号的偏移修正值，
将计算出的所述正弦信号的偏移修正值与所述正弦信号相加来对所述正弦信号进行修正，
将计算出的所述余弦信号的偏移修正值与所述余弦信号相加来对所述余弦信号进行修正，
求出所述角度信号中含有的正弦分量来计算所述余弦信号的偏移值，求出所述角度信号中含有的余弦分量来计算所述正弦信号的偏移值。
3.一种角度检测装置，其特征在于，
根据从角度检测器获得的正弦信号和余弦信号来计算旋转机的角度信号，
分别根据所述角度信号计算所述正弦信号和所述余弦信号的偏移修正值，
将计算出的所述正弦信号的偏移修正值与所述正弦信号相加来对所述正弦信号进行修正，
将计算出的所述余弦信号的偏移修正值与所述余弦信号相加来对所述余弦信号进行修正，
通过将所述角度信号中频率比其电角度频率分量的频率低的频率分量去除来求得所述角度信号中含有的正弦分量以及余弦分量。
4.如权利要求1至3中任一项所述的角度检测装置，其特征在于，
所述偏移修正值基于旋转机机械角周期的整数倍期间的角度信号而运算得到。
5.如权利要求4所述的角度检测装置，其特征在于，根据所述角度信号通过90度或270度的位置来求出所述角度信号中含有的正弦分量，根据所述角度信号通过0度或180度的位置来求出所述角度信号中含有的余弦分量。
6.如权利要求1至3中任一项所述的角度检测装置，其特征在于，当所述旋转机的速度在规定值以上时进行所述偏移修正值的运算。
7.一种角度检测装置，其特征在于，
根据从角度检测器获得的正弦信号和余弦信号来计算旋转机的角度信号，
分别根据所述角度信号计算所述正弦信号和所述余弦信号的偏移修正值，
将计算出的所述正弦信号的偏移修正值与所述正弦信号相加来对所述正弦信号进行修正，
将计算出的所述余弦信号的偏移修正值与所述余弦信号相加来对所述余弦信号进行修正，
所述偏移修正值基于旋转机机械角周期的整数倍期间的角度信号而运算得到。
8.如权利要求7所述的角度检测装置，其特征在于，根据所述角度信号通过90度或270度的位置来求出所述角度信号中含有的正弦分量，根据所述角度信号通过0度或180度的位置来求出所述角度信号中含有的余弦分量。
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