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CN104081639B - 隔离开关模式电源中变压器通量密度的控制 - Google Patents

隔离开关模式电源中变压器通量密度的控制 Download PDF

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CN104081639B CN201280069352.1A CN201280069352A CN104081639B CN 104081639 B CN104081639 B CN 104081639B CN 201280069352 A CN201280069352 A CN 201280069352A CN 104081639 B CN104081639 B CN 104081639B
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Abstract

控制电路(200)生成控制信号(D)以控制开关模式电源(100)的占空比，使得变压器中的磁通量密度得以平衡，由此防止变压器芯的饱和。这允许在开关循环内使用不对称占空比，从而产生改进的负载瞬变响应。控制电路(200)包括通量密度计算器(201)和调节器(202)。通量密度调节器接收指示开关模式电源的输入电压的信号和包括生成的控制信号的反馈信号，并且它从中生成平均通量密度信号。调节器接收生成的平均通量密度信号和指示开关模式电源的输出电压的信号，并且依据平均通量密度信号、参考通量密度信号、指示输出电压的信号及参考电压信号生成控制信号。

Description

隔离开关模式电源中变压器通量密度的控制
技术领域
本发明一般涉及开关模式电源领域，并且更具体地，涉及隔离开关模式电源的变压器通量密度的控制。
背景技术
开关模式电源(SMPS)是熟知类型的功率转换器，由于其小的大小和重量及其高效率而具有范围广泛的应用。例如，SMS在个人计算机和诸如移动电话的便携式电子装置中广泛使用。SMPS通过在高频率（通常数十到几百kHz）对诸如功率MOSFET的开关元件进行开关而实现这些优点，开关的频率或占空比定义将输入电压转换成期望输出电压所使用的效率。
图1示出具有多个开关装置Q1–Q6的标准隔离SMPS。使用开关装置Q1-Q4控制跨变压器T1的初级侧的电压。使用开关装置Q5和Q6实现跨变压器T1的次级侧电压的整流。
如图1所示，隔离SMPS Q1-Q4的初级侧上的开关装置在全桥式配置中。其它常见的初级侧拓扑是半桥或推拉式。
图1也示出使用中心抽头变压器的隔离SMPS中用于变压器T1的次级侧的标准拓扑。这产生了在变压器T1的次级侧上只使用两个开关装置的全波整流，与使用四个开关装置用于全波整流的单个次级绕组和全桥形成对比。要注意的是，开关装置Q1-Q6具有在开关装置符号中未示出的内体漏极二极管。由于能够使用其它类型，因此，开关装置不限于使用N-MOSFET、P-MOSFET或IGBT。
隔离SMPS的限制是为了防止饱和，变压器的磁通量必须保持平衡。传统上，为平衡磁通量，使用了完全开关循环中的对称占空比。
更具体地，图2中示出用于对称占空比开关的时序图。如果D1和D2是分别用于开关装置对（pair）Q1/Q4和Q2/Q3的占空比，则开关周期表示为T。为使变压器磁通量平衡，在每个开关周期中Q1/Q4和Q2/Q3的接通时间应该相同。因此，占空比D1和D2应相同。下面陈述使用此类方案的完全开关循环：
1. 时间期：0到D1T/2：Q1/Q4在传导，并且能量从输入源传送到次级侧。
2. 时间期：D1T/2到T/2：Q5和Q6均在传导，并且电流通过两个次级侧绕组续流以便使变压器通量平衡。
3. 时间期T/2到T/2+ D2T/2：Q2/Q3在传导，并且能量被传送到次级侧。
4. 时间T/2+ D2T/2到T：与2中相同。
然而，与使用对称占空比平衡磁通量有关的一个问题是控制环必须在开关频率的一半运行，这产生了差的负载瞬变响应。也就是说，保持占空比D 1 和D 2 与开关循环中相同的约束与无此限制的情况相比产生了输出电压控制的减半波长。这产生了差的负载瞬变响应，该响应要求在输出的大电容解耦合组（bank）以便使在瞬变期间的电压偏移保持在可接受级别。
另一方面，如果允许占空比不对称，因而在开关循环内变化，则变压器中的磁通量必须以另一种方式平衡，即，不但输出电压，而且磁通量密度均必须调节。这要求增大控制器复杂性。工业标准PID控制器不能处理此类MIMO系统。
发明内容
鉴于已知SMPS控制策略中的问题，本发明旨在提供用于生成控制信号以控制SMPS的占空比使得SMPS的磁通量密度得以平衡的设备和方法。
根据本发明，提供有可操作以生成控制信号以控制开关模式电源的占空比的控制电路。控制电路包括通量密度计算器和调节器。通量密度计算器可操作以接收包括由控制电路生成的控制信号的反馈信号并且可操作以生成取决于反馈控制信号的平均通量密度信号。调节器可操作以接收生成的平均通量密度信号，并且可操作以依据平均通量密度信号和参考通量密度信号来生成控制信号以控制开关模式电源的占空比。
此外，本发明提供具有此类控制电路的开关模式电源。
另外，本发明提供了一种生成控制信号以控制开关模式电源的占空比的控制方法。方法包括接收包括以前生成的控制信号的反馈信号，生成取决于反馈控制信号的平均通量密度信号，以及依据平均通量密度信号和参考通量密度信号生成控制信号以控制开关模式电源的占空比。
这些特征提供多个优点。例如，由于SMPS的变压器中的磁通量密度通过占空比控制信号来平衡，因此，占空比不要求对称，并且现在能够是非对称的，从而提供了对负载瞬变的改进响应。
这些特征也允许将实施例实现为使用状态空间技术控制的MISO系统。然而，象两个并联PID控制器的更简单和更常见的控制技术起作用。
附图说明
现在将仅通过示例的方式，参照附图描述本发明的实施例，其中：
图1示出已知DC-DC隔离开关模式电源的电路图。
图2示出用于图1中所示开关模式电源的开关装置的占空比的对称开关的时序图。
图3是开关模式电源和根据本发明的第一实施例用于生成控制信号以便控制开关模式电源的控制电路的框图。
图4是示出第一实施例的控制电路和开关模式电源的互连使得控制电路能够控制开关模式电源的占空比的电路图。
图5是示出根据本发明的第一实施例的控制电路的另外细节的框图。
图6a示出在用于全桥的典型开关循环期间施加到变压器的电压的预期变化。
图6b示出在用于全桥的典型开关循环期间在变压器中磁通量密度的预期变化。
图7示出包括连接到变压器的初级侧的磁化电感和电阻阻尼的开关模式电源的典型模型。
图8是示出根据本发明的第一实施例的通量密度计算器的另外细节的框图。
图9是示出根据本发明的第一实施例的通量密度计算器仍有的另外细节的框图。
图10是示出根据本发明的第一实施例的调节器的另外细节的框图。
图11是示出根据本发明的第一实施例的脉冲宽度调制器的另外细节的框图。
图12是示出根据本发明的第一实施例，执行用于生成控制信号的过程的流程图。
图13a示出用于具有非对称占空比和未调节通量密度的控制电路的占空比变化的实验结果。
图13b示出根据第一实施例，用于具有非对称占空比和调节的通量密度的控制电路的占空比中的变化的实验结果。
图13c示出用于具有对称占空比的控制电路的占空比中的变化的实验结果。
图14a示出用于具有非对称占空比和未调节通量密度的控制电路的磁通量密度中的变化的实验结果。
图14b示出根据第一实施例，用于具有非对称占空比和调节的通量密度的控制电路的磁通量密度中的变化的实验结果。
图14c示出用于具有对称占空比的控制电路的磁通量密度中的变化的实验结果。
图15a示出用于具有非对称占空比和未调节通量密度的控制电路的输出电压中的变化的实验结果。
图15b示出根据第一实施例，用于具有非对称占空比和调节的通量密度的控制电路的输出电压中的变化的实验结果。
图15c示出用于具有对称占空比的控制电路的输出电压中的变化的实验结果。
图16示出其中组合了阻尼积分器和平均计算器的第一实施例的通量密度计算器的修改。
图17示出在通过调节的输入电压控制SMPS时使用的第一实施例的通量密度计算器的修改。
具体实施方式
如下面将详细解释的，本发明的实施例合并用于开关模式电源的控制策略，其保持变压器中平衡的磁通量密度以防止变压器芯饱和。这允许在开关循环内使用不对称占空比，从而产生改进的负载瞬变响应。
图3示出根据第一实施例的开关模式电源(SMPS) 100和控制电路200的顶级框图。在所述实施例中，控制电路200布置成生成占空比控制信号以调节SMPS 100的磁通量密度和输出电压。然而，输出电压的调节不是必需的，并且可省略。
更具体地说，所述实施例的控制电路200布置成接收指示SMPS 100的输入电压Vin和输出电压Vout的信号。然而，应注意的是，如果控制电路200不提供输出电压的调节，则指示输出电压的信号不是必需的，并且如后面解释的，如果SMPS 100具有调节（并且因此恒定）的输入电压，则指示输入电压的信号不是必需的。输入信号可包括电压本身的模拟信号或包含定义测量设备（未示出）测量的电压值的信息的数字信号。
将领会的是，控制电路200能够与SMPS 100分开制造和销售。
图4更详细地示出开关模式电源100和一实施例的控制电路200的集成。在此图中，示出了具有中心抽头次级侧的全桥式SMPS，但本发明的实施例能够用于控制其它类型的SMPS。SMPS 100的操作通过控制六个开关装置，即晶体管Q1-Q6来实现。更具体地说，使用变压器T1，电路被指向DC-DC转换器。提供H桥用于生成从开关元件Q1-Q4形成的AC信号。具体而言，Q1和Q4最初将被接通，并且Q2和Q3将被断开。这生成跨变压器的初级线圈的正摆动信号，由此产生磁通量的变化。因此，跨变压器的次级线圈感应生成电压。然后，接通Q6，并且断开Q5以提供信号的矫正。类似地，通过断开Q1、Q4和Q6，并且接通Q2、Q3和Q5以捕捉来自循环的负部分的能量来反向执行相同操作以生成负摆动信号。
如图4所示，并且如上参照图3所述，所述实施例中的控制电路200具有指示开关模式电源100的输入电压Vin和输出电压Vout的输入。基于这些输入及内部生成的占空比信号，控制电路200生成用于控制开关模式电源100的开关装置Q1-Q6的开关信号。在所述实施例中，接地参考在次级侧。
图5是所述实施例中控制电路200的示意框图。控制电路200包括通量密度计算器201、调节器202和脉冲宽度调制器203（但脉冲宽度调制器能够与控制电路200分开提供，例如，作为独立单元或作为SMPS 100的一部分）。
通量密度计算器201布置成接收包括以前生成的控制信号D和指示开关模式电源100的输入电压Vin的信号的反馈信号。通量密度计算器201可操作以生成取决于反馈控制信号D和指示输入电压Vin的信号的平均通量密度信号。
调节器202布置成接收生成的平均通量密度信号和指示开关模式电源100的输出电压Vout的信号。调节器可操作以依据平均通量密度信号、参考通量密度信号Bref、指示开关模式电源的输出电压Vout的信号和参考电压信号Vref，生成控制信号D以控制开关模式电源100的占空比。
在所述实施例中，参考信号Bref和Vref由控制电路200在内部生成。然而，同样可能从控制电路200外部的源接收参考信号Bref和Vref。参考信号Bref和Vref的值可以是固定或可变的。可变参考电压在共同待定的PCT申请PCT/EP2011/053177和共同待定的PCT申请PCT/EP2012/051429中公开，这两个申请的完整内容通过交叉引用结合在本文中。
脉冲宽度调制器203布置成接收生成的控制信号D，并且可操作以依据生成的控制信号D生成用于将开关模式电源100的开关装置Q1-Q6进行开关的开关信号。
更详细地考虑通量密度计算器201，通常没有直接测量典型SMPS的变压器中的磁通量的合理（空间和成本）可能性。相应地，在所述实施例中，通量密度计算器布置成基于物理模型计算变压器中的通量密度。由于磁通量的数字实现和变压器的固有阻尼中输入电压的测量的高准确度和占空比的任意高分辨率原因，这是可能的。
相应地，在描述通量密度计算器201前，将描述基础理论。为此，系统能够分成两个子系统：
1. 变压器芯的磁通量密度；以及
2. 电容器和电感器的电动态
这两个方面不相互依赖，而是它们确实具有相同输入，即，占空比。这在所述实施例中用于提供简单和优雅的控制策略。在所述实施例中，通过执行磁通量密度调节来处理变压器芯的磁通量密度，而通过执行输出电压调节来处理电容器和电感器的电动态（尽管能够如前面所述省略输出电压调节）。
磁通量密度B是在初级侧变压器绕组上施加的电压的函数，并且由等式1描述：
等式1
其中，np是初级绕组中的匝数，Ac是变压器芯的面积，以及vT在初级绕组上施加的电压。
图6a和6b示出对于图4所示全桥式转换器，施加的电压vT和磁通量密度B如何随时间变化。
与图6中施加的电压波形组合的等式1的采样版本产生等式2：
等式2
其中，d(n)是占空比。
然后，能够如等式3中以递归形式写等式2：
等式3
等式3是理想情况。对于现实应用，必需引入磁化电流的磁化电感Lm和电阻阻尼Rt。将这些元件考虑在内的典型开关模式电源的完全图示在图7中示出。在图7中，磁化电感Lm和电阻阻尼Rt被建模为连接到变压器的初级侧。
在此电路中的磁化电路由等式4描述：
等式4
在每个开关循环Ts，如图5所示，通过阻尼因数a阻抑电流：
等式5
磁化电流和磁化磁通量密度成正比，即，也通过相同因数阻抑磁通量密度。为简明起见，在此阶段，如等式6所述引入新常数：
等式6
因此，通过等式7描述作为输入电压的函数的变压器电压：
等式7
磁化电感由等式8表示：
等式8
其中，lm是变压器芯中的磁路径长度。
等式8产生在磁通量密度的变化平均电平周围在尼奎斯特频率振荡的磁通量密度。通过滤除尼奎斯特频率分量获得平均电平。这可通过平均计算器或备选地通过任何低通滤波器实现，并且如果低通滤波器在尼奎斯特频率具有零，即，z=-1，则完全被消除。
已经解释了基础理论，现在参考图8，图8示出根据本发明的第一实施例的磁通量密度计算器201的示意框图。磁通量密度计算器201包括第一组合单元2011、第一放大器2012、第二组合单元2013、阻尼积分器2014及平均计算器2015。此示意框图执行等式8定义的操作。
第一组合单元2011布置成接收指示开关模式电源100的输入电压Vin的信号和包括调节器202生成的控制信号D的反馈信号，并且可操作以从中生成取决于指示开关模式电源100的输入电压Vin的信号和反馈控制信号D的第一组合信号m1。在此实施例中，第一组合单元将输入电压Vin乘以控制信号D以产生VinD。
第一放大器2012布置成接收第一组合信号m1，并且可操作以生成取决于第一组合信号m1的放大的第二组合信号m2。在此实施例中，第一放大器2012将VinD乘以常数c以产生cVinD。
第二组合器单元2013布置成接收第二组合信号m2，并且可操作以生成取决于第二组合信号m2的第三组合信号m3。在此实施例中，第三组合单元2013将cVinD乘以+/-1，其中，+/-1是交替+1、-1、+1、-1、…的队列。因此，第三组合单元2013产生c(-1)n VinD。
阻尼积分器2014布置成接收第三组合信号m3，并且可操作以生成取决于第三组合信号m3的磁通量密度信号B。在此实施例中，阻尼积分器实际上将第三组合信号m3与以前信号相加，重新创建等式8的采样性质。
平均计算器2015可操作以接收磁通量密度信号B，并且可操作以生成取决于通量密度信号(B)的平均通量密度信号()。
图9更详细示出在所述实施例中阻尼积分器2014和平均计算器2015的组件。
阻尼积分器2014包括第一组合单元20141、时间延迟单元20142和放大器20143。
组合单元20141布置成接收第三组合信号m3和反馈第四 组合信号m4，并且可操作以生成取决于第三相乘的信号m3和反馈第四组合信号m4的通量密度信号B。
时间延迟单元20142布置成接收生成的磁通量密度信号B，并且可操作以生成包括磁通量密度信号B的时间延迟版本的第一时间延迟磁通量密度信号d1。
放大器20143布置成接收第一时间延迟的磁通量密度信号d1，并且可操作以生成包括第一时间延迟通量密度信号d1的放大版本的第四组合信号m4。在此实施例中，如等式8中所述，乘法器单元20143生成aB(n)。然后，通过组合单元20141将此加到c(-1)n VinD以产生B的下一迭代值，即，B(n+1)。
平均计算器2015包括放大器20151、时间延迟单元20152和组合单元20153。
放大器20151布置成接收生成的通量密度信号B，并且可操作以生成取决于生成的通量密度信号B的第五组合信号m5。更具体地说，在此实施例中，放大器20151通过因素1/2放大信号B以便将信号电平降低50%。
时间延迟单元20152布置成接收第五组合信号m5，并且可操作以生成包括第五组合信号m5的时间延迟版本的第二时间延迟组合信号d2。
组合单元20153布置成接收第五组合信号m5和第二时间延迟组合信号d2，并且可操作以生成取决于第五组合信号m5和第二时间延迟组合信号d2的平均通量密度信号。在此实施例中，组合单元20153布置成将第五组合信号M5和第二时间延迟组合信号d2相加，但信号能够以其它方式组合。
这实现了在z=-1具有零的最简单的低通滤波器，即一阶移动平均滤波器。在此滤波器中1/2样本的低群组延迟使得它适合在控制系统中使用。
现在转到调节器202，图10示出在所述实施例的调节器202的示意框图。如前面所述，所述实施例中的调节器执行磁通量密度调节和输出电压调节，尽管输出电压调节不是必需的。
参照图10，调节器202包括可操作以生成占空比控制信号Dflux以调节磁通量密度的通量密度调节电路204、可操作以生成占空比控制信号Dvolt以调节输出电压的电压调节电路206及可操作以组合Dflux和Dvolt以生成总占空比控制信号D的组合单元2026。通量密度调节电路204和电压调节电路206布置成并行操作。
通量密度调节电路204包括磁通量比较器2021、磁通量密度调节器2022及在此实施例中的组合单元2023。
电压调节电路206包括电压比较器2024和电压调节器2025。
通量密度调节器2022和电压调节器2025能够是任何标准类型，例如，PI、PID或PD。通量密度调节器2022不必包括积分器，这是因为由于常数a≈1，在通量密度计算器201中已经包括几乎完美的积分器。
磁通量比较器2021布置成接收通量密度计算器201生成的平均磁通量密度信号和参考磁通量密度信号Bref，并且可用于生成包括平均磁通量密度信号与参考磁通量密度信号Bref之间的差别的磁通量误差信号Eb。
磁通量密度调节器2022布置成接收生成的磁通量误差信号Eb，并且可操作以生成取决于磁通量误差信号Eb的调节的磁通量密度信号Rb。
组合单元2023布置成接收调节的磁通量密度信号Rb，并且可操作以生成控制信号Dflux以控制开关模式电源100的占空比来调节变压器中的磁通量密度。
更具体地说，由于磁通量密度的振荡行为，交替来自通量密度调节器2022的占空比的补偿正负号。因此，为进行补偿，组合单元2023将通量密度调节器2022的输出信号乘以+/-1脉冲列，由此交替来自通量密度调节器2022的信号的正负号。作为备选，与+/-1脉冲列的相乘能够通过交替加法/减法来实现。通常，通量的所需DC电平为零，Bref=0，并且因此对应减法能够被去除。平均磁通量密度信号的负号能够包含在通量密度调节器2022中。
转到电压调节电路206，电压比较器2024布置成接收指示开关电源模式100的输出电压的信号Vout和参考电压信号Vref，并且可用于生成包括开关模式电源100的输出电压Vout与参考电压信号Vref之间的差别的电压误差信号Ev。
电压调节器2024布置成接收生成的电压误差信号Ev，并且可操作以生成占空比控制信号Dvolt以调节取决于电压误差信号Ev的输出电压。
组合单元2026布置成接收从乘法单元2023输出的信号Dflux和从电压调节器2025输出的信号Dvolt，并且可操作以从中生成总控制信号D以控制开关模式电源100。在所述实施例中，组合单元2026将Dflux和Dvolt相加，尽管能够替代地采用组合这些信号的不同方式。
将领会的是，调节器202的控制策略使用两个并联控制器，一个用于电压控制，另一个用于通量密度控制，并且然后简单地组合结果。
现在转到脉冲宽度调制器203，图11示出在此实施例中的脉冲宽度调制器(PWM)203的组件的示意框图。PWM 203是将总占空比信号D转换成控制开关模式电源100中开关装置Q1-Q6的脉冲的数字脉冲宽度调制器。
脉冲宽度调制器203包括比较单元2031、锯齿波振荡器2032、方形波振荡器2033和逻辑电路2034和2035。
只要控制信号D的输入值比从锯齿波振荡器2032输出的信号更大，比较单元2031便可操作以输出高逻辑。否则，比较单元2031输出低逻辑。
锯齿波振荡器2032布置成在开关频率fs运行。
方形波振荡器2033布置成以开关频率的一半运行，并且可操作以每第二次启用开关输出对Q1/Q4和Q2/Q3。方形波振荡器2033也在所述实施例中用于生成在通量密度计算器201和调节器202中使用的+1、-1脉冲。
重要的是注意占空比值随开关频率变化。与此相反，使用对称占空比时，占空比值随一半的开关频率速率变化。
图12示出由控制电路200执行以便生成控制信号D以控制开关模式电源100的占空比来调节其变压器中磁通量密度的处理操作的流程图。
参照图12，在步骤S1001，通量密度计算器201接收包括以前生成的控制信号(D)的反馈信号。
在步骤S1002，通量密度计算器201生成取决于反馈控制信号(D)的平均通量密度信号()。
在步骤S1003，依据所述平均通量密度信号和参考通量密度信号Bref，调节器202生成控制信号D以控制开关模式电源100的占空比。
实验结果
为评估由上述实施例的控制电路200调节的开关模式电源的性能改进，发明者执行了仿真实验。实验设计成比较使用根据本发明实施例的控制电路200控制的SMPS 100的性能，其中(i)具有非对称占空比和未调节的通量密度的SMPS及(ii)具有对称占空比的SMPS。
在12V的输出电压，最大输出电流是30A。在Simulink中执行仿真。使用的输入电压是54V，变压器比率为3:1。用于评估的负载瞬变是方形波，具有幅度10-30-10A并且与开关频率不同步。
使用实零以及在SMPS的输出滤波器的谐振频率放置一个零点来设计电压控制环。另一个零点低一个八度放置。这对于组件变化产生了良好的瞬变行为和鲁棒性。调整增益以获得具有用于非对称占空比情况的最小过冲/下冲的良好阻尼的瞬变响应。电压环的增益影响在瞬变期间通量密度偏差的大小。因此，最大电压环增益不但受标准稳定性要求（增益和相位裕度）限制，而且受最大允许通量密度偏差限制。
仿真将相同的零点放置策略用于标准对称占空比系统。为获得稳定的系统，与非对称占空比系统相比，增益必须降低6 dB。然而，稳定性裕度还小于具有非对称占空比的系统，其在图13a–13c中示出的占空比的振荡行为中示出。
图13a示出使用具有非对称占空比和未调节的通量密度的控制电路的变化的占空比。
图13b示出使用具有非对称占空比和调节的通量密度的根据本发明的一实施例的控制电路的变化的占空比。
图13c示出使用具有对称占空比的控制电路的变化的占空比。
接着，通过是PD调节器的通量密度调节器2022调查变化的磁通量密度。由于通量密度计算器201中固有的积分器，不需要积分部分。通量密度调节器2022设计用于最小过冲和最小振荡。
图14a–14c中示出用于三个不同系统的通量密度的比较。
图14a示出使用具有非对称占空比和未调节的通量密度的控制电路的变化的磁通量密度。如图14a所示，在此类型的系统中，通量密度将在每次扰动时变化。
图14b示出使用具有非对称占空比和调节的通量密度的根据本发明的实施例的控制电路的变化的磁通量密度。如图14b所示，通过使用一实施例的控制电路，最大偏差得以降低，并且快速调节到零，从而使系统对另一瞬变有准备。
图14c示出使用具有对称占空比的控制电路的变化的磁通量密度，其中，通量密度是恒定的并且等于零。
图15a-15c中比较了不同系统的输出电压。
图15a示出通过对负载瞬变产生非对称占空比和未调节的通量密度的控制电路的变化的输出电压。
图15b示出通过对负载瞬变产生非对称占空比和调节的通量密度的根据本发明的实施例的控制电路的变化的输出电压。
图15c示出通过用于负载瞬变的对称占空比的变化的输出电压。
即使有用于对称占空比情况的积极电压控制环，与用于非对称占空比情况的0.4V相比，电压偏差是0.5 V，即，电压偏差的20%降低。将通量密度的调节添加到非对称占空比情况对电压偏差具有十分微小的影响。最大电压偏差极其类似。然而，稍微增大了恢复时间。
修改和变型
上述实施例能够进行许多修改和变化而不脱离本发明的精神和范围。
例如，脉冲宽度调制器203能够在控制电路200内实现，作为单独单元，或者在开关模式电源100内。
上述实施例的控制电路200是提供控制信号以便控制SMPS 100的占空比的单独单元。然而，替代地，控制电路200可包含在SMPS 100内。
上述实施例中提议的控制结构能够替换成使用任何适合的反馈设计技术的状态空间控制，如最小二次型高斯控制，LQG控制。
参照图8中所示的阻尼积分器2014和平均计算器2015，通过互换通量密度计算器201执行的线性操作的阶，则可获得简化的电路，如图16所示。第一阶线性滤波器能够是任何已实现的类型，即，直接形式1或2，或转置直接形式或类似的。具有第一阶移动平均滤波器的此合并积分器等于梯形类型的集成。
在图16的电路中，与交替+/-1的相乘能够通过备选地与–c/2或+c/2相乘或者将加法运算变化为减法而得以实现。哪种解决方案是最佳取决于用于实现的技术。类似地，备选地能够实现在图8、9和10的电路中与交替+/-1的相乘。
如图16所示，阻尼积分器2014和平均计算器2015实际上已使用组件2016-2019组合。因此，要求更少的组件。此外，放大器2012现在通过c/2而不是c放大，如在图9的电路中一样。
在上述实施例中，到SMPS的输入电压未调节。然而，在具有调节的输入电压的系统中，能够简化通量密度计算器201。更具体地说，在输入电压是恒定的假设下，（x乘y）相乘能够被去除，并且与恒定放大合并，如图17所示。此外，通过在通量密度计算器201的输出放置放大器2024，它能够与通量密度调节器2022内的增益乘法器合并。这大幅简化了系统。
其它修改当然是可能的。
为了说明和描述，已呈现本发明的实施例的上述描述。它无意是详尽的或限制本发明为公开的本形式。能够进行变更、修改和变化而不脱离本发明的精神和范围。

Claims (19)

1.一种可操作以生成控制信号(D)以控制开关模式电源(100)的占空比的控制电路(200)，所述控制电路(200)包括：
通量密度计算器(201)，可操作以接收包括生成的控制信号(D)的反馈信号并且可操作以生成取决于所述反馈控制信号(D)的平均通量密度信号()；以及
调节器(202)，可操作以接收生成的平均通量密度信号()，并且可操作以依据所述平均通量密度信号()和参考通量密度信号(Bref)生成所述控制信号(D)以控制所述开关模式电源(100)的所述占空比。
2.如权利要求1所述的控制电路(200)，其中所述通量密度计算器(201)还可操作以接收指示所述开关模式电源(100)的输入电压(Vin)的信号，并且可操作以依据所述反馈控制信号(D)和指示所述输入电压(Vin)的所述信号生成所述平均通量密度信号()。
3.如权利要求1或权利要求2所述的控制电路(200)，其中所述调节器(202)包括：
通量比较器(2021)，可操作以接收所述平均通量密度信号()和所述参考通量密度信号(Bref)，并且可操作以依据所述平均通量密度信号()和所述参考通量密度信号(Bref)生成通量密度误差信号(Eb)；以及
通量密度调节器(2022)，可操作以接收所述通量密度误差信号(Eb)，并且可操作以依据所述通量密度误差信号(Eb)生成所述控制信号(D)以控制所述开关模式电源(100)的所述占空比。
4.如权利要求1或2所述的控制电路(200)，还包括：
脉冲宽度调制器(203)，可操作以接收所述生成的控制信号(D)，并且可操作以依据所述生成的控制信号(D)生成开关信号以便控制所述开关模式电源(100)。
5.如权利要求1或权利要求2所述的控制电路(200)，其中所述调节器(202)可操作以接收指示所述开关模式电源(100)的输出电压(Vout)的信号，并且可操作以依据所述平均通量密度信号()、所述参考通量密度信号(Bref)、指示所述输出电压(Vout)的所述信号和参考电压信号(Vref)生成所述控制信号(D)。
6.如权利要求5所述的控制电路(200)，其中所述调节器包括：
通量密度调节电路(204)，包括：
通量比较器(2021)，可操作以接收所述平均通量密度信号()和所述参考通量密度信号(Bref)，并且可操作以依据所述平均通量密度信号()和所述参考通量密度信号(Bref)生成通量密度误差信号(Eb)；以及
通量密度调节器(2022)，可操作以接收所述通量密度误差信号(Eb)，并且可操作以生成取决于所述通量密度误差信号(Eb)的通量密度控制信号(Dflux)；
电压调节电路(206)，包括：
电压比较器(2024)，可操作以接收指示所述开关模式电源(100)的所述输出电压(Vout)的所述信号和所述参考电压(Vref)，并且可操作以生成取决于指示所述输出电压(Vout)的所述信号和所述参考电压(Vref)的电压误差信号(Ev)；以及
电压调节器(2025)，可操作以接收所述电压误差信号(Ev)，并且可操作以生成取决于所述电压误差信号(Ev)的电压控制信号(Dvolt)；以及
组合单元(2026)，可操作以组合所述通量密度控制信号(Dflux)和所述电压控制信号(Dvolt)以生成所述控制信号(D)来控制所述开关模式电源(100)的所述占空比。
7.如权利要求6所述的控制电路(200)，其中所述通量密度调节电路(204)和所述电压调节电路(206)布置成并行生成所述通量密度控制信号(Dflux)和所述电压控制信号(Dvolt)。
8.如权利要求2所述的控制电路(200)，其中所述通量密度计算器(201)包括：
第一组合单元(2011)，可操作以接收指示所述开关模式电源(100)的所述输入电压(Vin)的所述信号和包括所述生成的控制信号(D)的所述反馈信号，并且可操作以生成取决于指示所述开关模式电源(100)的所述输入电压(Vin)的所述信号和所述反馈控制信号(D)的组合信号；
阻尼积分器(2014)，可操作以接收所述组合信号，并且可操作以生成取决于所述组合信号的通量密度信号(B)；以及
平均计算器(2015)，可操作以接收所述通量密度信号(B)，并且可操作以生成取决于所述通量密度信号(B)的平均通量密度信号()。
9.如权利要求8所述的控制电路(200)，其中所述阻尼积分器(2014)和平均计算器(2015)包括：
第一组合单元(2016)，可操作以接收所述组合信号和反馈时间延迟组合信号，并且可操作以组合所述信号以生成取决于所述组合信号和所述反馈时间延迟组合信号的第二组合信号(a1)；
时间延迟单元(2017)，可操作以接收所述第二组合信号(a1)，并且可操作以生成取决于所述第二组合信号(a1)的所述时间延迟组合信号；以及
第二组合单元(2019)，可操作以接收所述第二组合信号(a1)和所述时间延迟组合信号，并且可操作以组合所述信号以生成取决于所述第二组合信号(a1)和所述时间延迟组合信号的平均通量密度信号()。
10.一种具有如前述权利要求任一项所述的控制电路(200)的开关模式电源(100)。
11.一种生成控制信号(D)以控制开关模式电源(100)的占空比的方法，所述方法包括：
接收包括生成的控制信号的反馈信号(S1001)；
生成取决于所述反馈控制信号的平均通量密度信号() (S1002)；以及
依据所述平均通量密度信号()和参考通量密度信号，生成控制信号(D)以控制所述开关模式电源(100)的所述占空比(S1003)。
12.如权利要求11所述的控制方法，其中：
所述方法还包括接收指示所述开关模式电源(100)的输入电压(Vin)的信号；以及
依据所述反馈控制信号(D)和指示所述输入电压(Vin)的所述信号生成所述平均通量密度信号()。
13.如权利要求12所述的控制方法，其中所述控制信号(D)的所述生成包括：
生成取决于所述平均通量密度信号()和所述参考通量密度信号(Bref)的通量密度误差信号(Eb）；以及
依据所述通量密度误差信号(Eb)生成所述控制信号(D)。
14.如权利要求11到13任一项所述的控制方法，其中所述方法还包括：
依据所述生成的控制信号(D)生成开关信号以便控制所述开关模式电源(100)的开关装置。
15.如权利要求11到13任一项所述的控制方法，其中：
所述方法还包括接收指示所述开关模式电源(100)的输出电压(Vout)的信号；以及
依据所述平均通量密度信号()、所述参考通量密度信号(Bref)、指示所述输出电压(Vout)的所述信号和参考电压信号(Vref)生成所述控制信号(D)。
16.如权利要求15所述的控制方法，其中所述控制信号(D)的所述生成包括：
通过以下操作生成通量密度控制信号(Dflux)：
生成取决于所述平均通量密度信号()和所述参考通量密度信号(Bref)的通量密度误差信号(Eb）；以及
生成取决于所述通量密度误差信号(Eb)的通量密度控制信号(Dflux)；
通过以下操作生成电压控制信号(Dvolt)：
生成取决于指示所述开关模式电源的所述输出电压(Vout)的所述信号和所述参考电压(Vref)的电压误差信号(Ev)；以及
生成取决于所述电压误差信号(Ev)的电压控制信号(Dvolt)；以及
组合所述通量密度控制信号(Dflux)和所述电压控制信号(Dvolt)以生成所述控制信号(D)来控制所述开关模式电源(100)的所述占空比。
17.如权利要求16所述的控制方法，其中所述通量密度控制信号(Dflux)和所述电压控制信号(Dvolt)并行生成。
18.如权利要求12所述的控制方法，其中所述平均通量密度信号()的所述生成包括：
生成取决于指示所述开关模式电源(100)的所述输入电压(Vin)的所述信号和所述反馈控制信号(D)的第一组合信号；
生成取决于所述组合信号的通量密度信号(B)；以及
生成取决于所述通量密度信号(B)的平均通量密度信号()。
19.如权利要求18所述的控制方法，其中所述通量密度信号(B)和所述平均通量密度信号()的所述生成包括：
生成取决于所述组合信号和反馈时间延迟组合信号的第二组合信号(a1)；
生成取决于所述第二组合信号(a1)的所述时间延迟组合信号；以及
生成取决于所述第二组合信号(a1)和所述时间延迟组合信号的平均通量密度信号()。
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Families Citing this family (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CA2926825C (en) * 2013-10-18 2022-02-01 Abb Technology Ag Control method for electrical converter with lc filter
US9531253B2 (en) * 2014-01-30 2016-12-27 Silicon Laboratories Inc. Soft-start for isolated power converter
WO2015149887A1 (en) * 2014-03-31 2015-10-08 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Switched mode power supply output filter configuration
FR3027471B1 (fr) * 2014-10-16 2018-06-15 Valeo Siemens Eautomotive France Sas Procede de conversion de tension avec un convertisseur dc/dc isole
US9812971B1 (en) * 2016-08-12 2017-11-07 Infineon Technologies Austria Ag Transformer flux estimation and limiting in isolated DC-DC voltage converters
US10554138B2 (en) 2016-10-25 2020-02-04 Infineon Technologies Austria Ag Flux limited fast transient response in isolated DC-DC converters
US10439500B2 (en) 2017-02-01 2019-10-08 Infineon Technologies Austria Ag Control of isolated power converters during transient load conditions
US9929663B1 (en) 2017-02-28 2018-03-27 Infineon Technologies Austria Ag Inductor protection during fast transient response in isolated voltage converters
JP6913599B2 (ja) * 2017-10-17 2021-08-04 日立Astemo株式会社 制御装置
CN112234833B (zh) * 2020-09-29 2022-06-07 西安交通大学 一种双有源桥直流变换器的直流偏磁抑制方法及装置
WO2022094830A1 (en) * 2020-11-05 2022-05-12 Astec International Limited Control circuits and methods for regulating output voltages
CN113315352A (zh) * 2021-06-04 2021-08-27 漳州科华电气技术有限公司 开关电源调节方法、装置及终端
EP4152585B1 (en) 2021-09-17 2023-11-22 Abb Schweiz Ag A method for preventing saturation of a transformer during fast voltage changes and a control system thereof

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2577738B2 (ja) * 1987-05-20 1997-02-05 三菱電機株式会社 Ｐｗｍインバ−タ装置
FI96371C (fi) * 1994-05-13 1996-06-10 Abb Industry Oy Menetelmä verkkovaihtosuuntaajan kautta siirrettävän tehon säätämiseksi
DE19524963A1 (de) * 1995-07-08 1997-01-09 Bosch Gmbh Robert Schaltnetzteil mit B-Steuerung
US5717305A (en) * 1996-06-28 1998-02-10 Seibel; Brian J. Method and apparatus for starting an electric motor
US7272021B2 (en) 1997-01-24 2007-09-18 Synqor, Inc. Power converter with isolated and regulated stages
US7269034B2 (en) 1997-01-24 2007-09-11 Synqor, Inc. High efficiency power converter
WO1998033267A2 (en) 1997-01-24 1998-07-30 Fische, Llc High efficiency power converter
JP2007124874A (ja) * 2005-10-31 2007-05-17 Toshiba Corp 電源制御方法および電源装置
US7787261B2 (en) 2006-11-01 2010-08-31 Synqor, Inc. Intermediate bus architecture with a quasi-regulated bus converter
TWI419449B (zh) 2009-03-12 2013-12-11 Richtek Technology Corp 改善暫態變化反應之電源供應電路、及其控制電路與方法
US8693215B2 (en) * 2010-06-04 2014-04-08 Linear Technology Corporation DC/DC converter with magnetic flux density limits
US10153701B2 (en) 2011-03-03 2018-12-11 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Controlling a switched mode power supply with maximised power efficiency
EP2810362B1 (en) 2012-01-30 2016-01-27 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (publ) Controlling a switched mode power supply with maximised power efficiency

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Publication number Publication date
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EP2812987A1 (en) 2014-12-17
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US20150003116A1 (en) 2015-01-01

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