CN103905360A - 加入“判极”操作的非合作bpsk信号解码方法 - Google Patents

Abstract

本发明公布了一种加入“判极”操作的非合作BPSK信号解码方法，包括如下步骤：（1）数字中频信道化接收机对BPSK信号侦收；（2）对所侦收到的BPSK信号残留载频粗测；（3）将粗测后的基于平方倍频滤除直流分量后，通过CZT测频实现频率细化，推算出残留载频；（4）在合并序列基础上进行的判极操作；（5）对步骤（4）的结果再检码。本发明更适合在低信噪比信号环境中BPSK信号的解码，计算结果更加可靠，而计算的复杂性被大大降低。

Description

加入“判极”操作的非合作BPSK信号解码方法

技术领域

本发明属于电子情报侦察（ELectronic INTelligence，ELINT）系统中的信号处理领域，用于对非合作二相编码（Binary Phase Shift Keying，BPSK）信号的的解码，是对传统的“测频-检码-破译编码序列”解码技术的改进。

背景技术

ELINT系统对于非合作信号的处理包括调制方式的识别和调制参数的估计两个方面，它们都必须建立在前端的接收机对信号成功侦收的基础之上。信道化接收机通过多路不同本振频率的混频器将侦察带宽划分为若干个子频段，以实现全频段信号的侦收。每一路信道就相当于一个超外差接收机，通过模拟混频变换为中心频率合适的带通中频信号，中频放大器只对通频带窗口内的信号进行必要的放大，输出具有固定中频频率f_I的中频信号

其中，a(t)为慢起伏的幅度调制函数（一般设为恒定，即a(t)＝1）；

为慢变的相位调制函数，

为随机的初始相位。

数字信道化接收机结合了信道化和数字化的优点。目前，使用最广泛的数字信道化接收机是数字中频信道化接收机，它对中频信号直接采样。设采样率为f_s，则离散序列

为了得到零中频信号，与分别进行正交混频，经过各自的低通滤波器，被分为I/Q（同相/正交）两路信号

和

如图1所示。

调制方式的不同被体现在相位调制函数

上。BPSK信号的相位调制函数

由一个二元伪随机编码序列确定，只有0或π两种取值，分别对应于相位的保持和翻转。由于

和

以及

和

互为相反数，因此真正被零中频BPSK信号的I/Q路是正负交错的双极性方波串。

然而，由于ELINT系统通常并不具备先验知识，无法准确地预知信号载频，因此不可能设置出最合适的本振，将信号正好混频至中频f_I，然后正好降至零中频。设f₁(≠f_I)为射频信号经过混频后的实际载频，所谓的零中频信号中就定会残留载频f_re＝f_I-f₁(如果残留为正，说明本振过大；如果残留为负，说明本振过小)，如图2所示。I/Q两路的实际输出为

和

所侦收到的雷达信号还受到噪声的影响。若信号的复解析形式z(n)＝s_I(n)+js_Q(n)，考虑到噪声的影响，则信号可以表示为x(n)＝z(n)+ω(n)。其中，ω(n)为均值为0，方差为σ²的复加性高斯白噪声序列，与z(n)独立，其实部与虚部也相互独立。

现有技术的技术方案——

目前，对于非合作BPSK信号的解码分为测频、检码和解码三个步骤。

步骤1：测频。通过快速傅里叶变换（Fast Fourier Transform，FFT），或者是基于FFT的短时傅里叶变换（Short Time Fourier Transform，STFT）分析离散信号的频率信息。信噪比非常理想时，BPSK信号在STFT时频图上可以查找到相位突变点。随着噪声的加入，尤其是信噪比低于3dB后，BPSK信号在STFT时频图中已经变为一条直线，与单载频信号难以区分。

步骤2：检码。检码的实质就是查找相位突变点，这属于奇异点检测的范畴，为小波变换所擅长的。文献[i]等根据小波尺度越大，白噪声的模极大值显著减小，突变点的模极大值显著变大；小波尺度越小，模极大值点与突变点位置的对应关系越准确的特点，使用了大尺度，粗定位；小尺度上，精确定位的双尺度检码法；文献[ii]等对双尺度检测法进行了优化，先做载波尺度上的小波变换，再估算出相位尺度，做相位尺度上的小波变换，通过观察小波系数的变化，确定了突变点；文献[iii]等先对侦收信号进行了预处理，然后求取小波脊线，确定了突变点。在找到突变点之后，就可以定义最小的相位突变点时间间隔为码宽τ，它与码速R互为倒数。

步骤3：破译编码序列。必须要知道残留载频和码宽。通过数字追加下变频，将信号真正降至零中频。I/Q两路都是正负交错的双极性方波串，选取任意一路，在每一个码宽内，抽样（如中点）进行符号判别——大于0就判别此码为1，小于0就判别此码为-1，以实现解码。

需要指出的是，即便在理想情况下，由同一个原序列，也可能解出两种截然不同的码。一种与原序列相同，另一种与原序列互为相反数。这是由于数字追加下变频的“本振”，频率虽然可以与残留载频一致，但相位却难以与信号的初始相位一致。然而，对于侦察最终目标——欺骗干扰而言，即便雷达接收机接收到的是反编码序列，经过数字脉冲压缩处理中I/Q两路的分别平方，相加再取模后，结果与正编码序列是一样的。因此，正、反解码序列均可以被接受。

现有技术的缺点——

（1）BPSK信号是抑制载波信号，通过信号频谱直接测量残留载频并不合适。而且，FFT由于栅栏效应，测频精度较低。STFT为了顾及时间分辨率，频率分辨率受到了更大的影响；

（2）基于小波变换的检码，计算量是惊人的，而且只能在远大于0dB信号环境才能取得不错的效果，与实际情况大相径庭；

（3）先检码再基于抽样判别的解码会产生累计误差的问题——即便码元周期被检测了出来，但码元周期只要存在微小误差，那么误差会随着序列长度的增加不断累积，导致解码出现根本性的错误。

参考文献：

[i]宁辉,陈超.基于小波变换的二相编码信号检测[J].吉林大学学报(信息科学版),2011,29(6):523-528。

[ii]卫俊平.时频分析技术及应用[D].西安电子科技大学,2005。

[iii]蒋鹏.雷达信号细微特征分析与识别[D].哈尔滨工程大学,2012。

发明内容

针对现有技术存在的缺陷本发明提出一种加入“判极”操作的非合作BPSK信号解码方法。

本发明一种加入“判极”操作的非合作BPSK信号解码方法，包括如下步骤：

（1）侦收：通过数字中频信道化接收机对雷达信号进行侦收，将侦收到的雷达信号经过中频放大器放大、A/D采样器数字化、正交混频后经过各自的低通滤波器，分为I/Q即同相/正交两路序列；

（2）残留载频的粗测：根据步骤（1）得到的I/Q两路序列，组合成为复数序列，对所述复数序列进行STFT时频图分析，在确定符合BPSK信号特征同时，认定BPSK信号的残留载频范围；

（3）残留载频的重测：任取一份步骤（1）得到的I/Q两路序列，将序列逐个平方；根据步骤（2）所认定的残留载频范围，通过CZT方法进行平方后序列的频率细化，滤除直流分量，定位最大频率分量f_m，则残留载频对经过步骤（1）得到的I/Q两路序列，进行数字追加下变频，得到基带信号序列；

（4）判极操作：将步骤（3）滤除直流分量后得到的两路序列分别相互作和、作差得到两路新的信号序列；任选所述两路新的信号序列中的任取一段数据绝对值，绝对值大的为合并序列；在合并序列基础上进行极性判别，为最终的解码奠定了基础；

（5）再检码：对步骤（4）结果进行再检码修正，完成解码。

本发明通过STFT时频图和平方倍频结合CZT，测量了经过数字中频信道化接收机侦收到的非合作BPSK信号的残留载频，提出了基于分集思想的判极操作，将BPSK信号的解码过程归结为了测频、判极、再检码三个步骤。与现有技术相比，本发明的突出优点是更适合在低信噪比信号环境中BPSK信号的解码，计算结果更加可靠，而计算的复杂性被大大降低。

附图说明

图1为数字正交双通道示意图；

图2残留载频示意图；

图3为解码非合作BPSK信号的完整流程图；

图4为非合作BPSK信号的时频图；

图5为结合平方倍频的CZT重测结果：图5（a）为全局图，和图5（b）为局部放大图；

图6为不同信噪比下，残留载频平均误差曲线；

图7（a）为进行数字追加下变频后I路信号波形，图7（b）为进行数字追加下变频后Q路信号波形；

图8为待判极信号波形图；

图9为判极结果。

具体实施方式

下面结合具体实施方式对本发明作进一步详细描述。

步骤1：通过数字中频信道化接收机对非合作BPSK信号进行

将数字中频信道化接收机对准所要侦察的方位，对雷达信号进行持续侦收。将侦收到的信号经过中频放大器放大（同时起到滤波的效果），A/D采样器数字化，正交混频后经过各自的低通滤波器，分为I/Q（同相/正交）两路序列。接收机的末端是信号处理机，信号处理机由运算器和存储器两部分组成。将两路序列保存在信号处理机中的存储器；

步骤2：确定BPSK信号的存在与残留载频的粗测

运算器读取存储器中的两路序列数据，按I(n)+jQ(n)的规则，组合成为复数序列的形式，将此序列进行STFT时频图分析。若显示器上时频图分析结果为一条近似直线，则可以确定信号符合BPSK信号特征，为BPSK信号。与此同时，通过时频图中长直线的纵坐标范围，可以粗略估计出BPSK信号残留载频的范围。这样，就完成了残留载频的粗测；

步骤3：通过平方倍频+CZT对残留载频进行重测

粗测的结果过于宽泛，并不能直接用于数字追加下变频，以将信号直接转化为基带信号，进行极性的判别。为了得到更为精确的残留载频，首先，进行平方倍频处理。即运算器从存储器中读取I/Q两路序列数据的任意一列，将序列逐个平方。通过平方消除掉了BPSK信号相位突变点对测频的影响。

在理想情况下，若对I路信号平方，则有

滤除直流分量后，在正幅度谱中，只有残留载频的倍频值。虽然在有噪声的情况下有 ${[s_I\left(n\right)+n_I\left(n\right)]}^2=s_I^2\left(n\right)+s_I\left(n\right)n_I\left(n\right)+n_I^2\left(n\right),$ 后两项都将对倍频的测量造成干扰。但相对于散布于整个频域内的噪声频率，倍频频率与其它频率分量相比，仍占据着优势。倍频频率的一半即是残留载频。

受栅栏效应的影响，利用FFT直接测量频率，结果也是不可靠的。而克服栅栏效应最有效的方法是缩短栅栏间距，即改善分辨率或者称为频率细化。离散时间傅里叶变换（Discrete Time Fourier Transform，DTFT）在频域上是连续取值的，而线性调频Z变换（Chirp-Z Transform，CZT）是对Z平面单位圆采样的DTFT。CZT采样点越多，结果越接近DTFT。

Z变换的定义式为Z平面上k个等分角采样点

其中，θ₀为起始采样点所对应的幅角，φ₀为采样分角，M为采样点数。设有限长序列x(n)长度为N，根据步骤（2）所认定的残留载频范围[f_min,f_max]，确定需要细化到分辨率Δf＜f_s/N之后，就可以得到M＝2(f_max-f_min)/Δf＞N， ${\mathrm{\θ}}_0=\frac{2f_{\min }}{f_s}2\mathrm{\π}=\frac{4\mathrm{\π}{f}_{\min }}{f_s}\≠0,$

通过运算器实现CZT频率细化，就可以定位到最大频率分量f_m，就可以推算出残留载频 ${\hat{f}}_{\mathrm{re}}=f_m/2.$

有了精确的残留载频，就可以对存储器中的I/Q两路序列数据，进行数字追加下变频，得到真正的基带信号序列。显示器上显示的图像为正负交错的双极性方波串，更新存储器中的两路序列数据。

步骤4：基于分集思想的“判极”操作

经过步骤（3）更新过的I/Q两路基带信号序列中其实都包含着序列信息，只不过可能与原编码序列同向，也有可能与原编码序列反向。总而言之，无非+/+，+/-，-/+和-/-四种情形。“判极”就是逐点判断数字追加下变频后的I/Q两路信号极性——大于0就判别此码为1，小于0就判别此码为-1。不过，由于噪声的影响，无论I/Q两路中的任意一路信号波形都会存在毛刺，影响判极。

好在I/Q两路所叠加的噪声是彼此独立的，运算器再次读取存储器中更新的两路序列数据，将I/Q两路信号波形作和、作差，那么显然至少有一个比原来I/Q两路的任意一路更高的信噪比。在这个合并序列基础上进行的判极操作，出现毛刺的概率就会很低，这就是基于分集思想的判极操作。而合并序列最明显的数学特征是序列中任取一段数据绝对值，其最大值比另一个序列要大，这个特征可以用来判别合并序列。在合并序列基础上进行极性判别的操作。

由于解码出同向或者反向编码序列都是可以接受的结果，因此，判极出同向或反向也都是可以接受的。结果保存进存储器。

步骤5：加入“判极”操作之后的再检码和解码。

步骤（4）的结果在个别位置上还是有可能出现毛刺的，需要进行再检码。所谓再检码，求得判极结果的最小极间距就是预估码宽

根据

就可以计算出各极段内所包含的码元个数P。再用总时长T除以总码元个数P，就可以计算出精确的码宽T_b。根据再检码的结果，对判极结果进行修正，就可以实现对非合作BPSK信号的解码。更新存储器的判极结果，完成解码。

非合作BPSK信号解码的完整流程如图3所示。

在Matlab平台上对于本发明进行了仿真验证如下——

（1）对脉冲持续时间为13ms，残留载频f_re=12.345MHz，基于13位Barker码[1 1 1 1 1 -1 -1 1 1 -1 1 -1 1]调制的BPSK信号，信噪比为-6dB，STFT时频图检测结果如图4所示。受噪声的影响，BPSK信号的相位突变点在时频图上几乎已经消失不见。

（2）在信噪比为无穷大的环境中，先对信号进行平方倍频处理，再在21～25MHz频率范围内，以0.001MHz频率分辨率做CZT重测倍频。图5（a）和图5（b）分别代表全局图和局部放大图。f_re的倍频应该为24.69MHz，这同实际情况是吻合的。

设载频误差

图6为信噪比从-10dB到0dB的环境中，做100次重测，所得到的残留载频平均误差曲线。

曲线表明，频点数足够多时，在信噪比大于-6dB的环境中，通过细化得到的残留载频频率与实际残留载频间的误差远远小于0.01，已经可以认定为是精确的残留载频。

（3）在-6dB的环境中，进行数字追加下变频后I/Q两路信号波形分别如图7（a）和图7（b）所示。待判极的合并序列波形如图8所示。显然图8比图7中的任意一幅，在非相位突变点的时刻更加平稳。

最终的判极结果如图9中细线条所示，而粗线条为实际的极性极性情况。显然，在信噪比为-6dB的环境中，通过分集思想得到的判极结果与实际情况仅仅是略有延迟而已，波形完全一致。仿真结果验证了方法的有效性。

Claims (1)

1.一种加入“判极”操作的非合作BPSK信号解码方法，特征在于包括如下步骤：

（1）侦收：通过数字中频信道化接收机对雷达信号进行侦收，将侦收到的雷达信号经过中频放大器放大、A/D采样器数字化、正交混频后经过各自的低通滤波器，分为I/Q即同相/正交两路序列；

（2）残留载频的粗测：根据步骤（1）得到的I/Q两路序列，组合成为复数序列，对所述复数序列进行STFT时频图分析，在确定符合BPSK信号特征同时，认定BPSK信号的残留载频范围；

（3）残留载频的重测：任取一份步骤（1）得到的I/Q两路序列，将序列逐个平方；根据步骤（2）所认定的残留载频范围，通过CZT方法进行平方后序列的频率细化，滤除直流分量，定位最大频率分量f_m，则残留载频对经过步骤（1）得到的I/Q两路序列，进行数字追加下变频，得到基带信号序列；

（4）判极操作：将步骤（3）滤除直流分量后得到的两路序列分别相互作和、作差得到两路新的信号序列；任选所述两路新的信号序列中的任取一段数据绝对值，绝对值大的为合并序列；在合并序列基础上进行极性判别，为最终的解码奠定了基础；

（5）再检码：对步骤（4）结果进行再检码修正，完成解码。

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