CN103701355B - 中点箝位型三电平半桥逆变器的控制系统及均压控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了中点箝位(Neutral？Point？Clamped,NPC)型三电平半桥逆变器的控制系统及均压控制方法，其特点是：不破坏NPC型三电平半桥逆变器的电容电压自平衡特性，即对负载电流的直流分量不进行闭环控制，本发明的均压控制方法包括两种控制方案：（1）单电流闭环均压控制方案，其特点是电流调节器采用对直流分量响应为0的调节器；（2）电压外环电流内环的双闭环均压控制方案，外环电压调节器采用对直流分量响应为0的调节器，内环电流调节器采用比例调节器。这两种均压控制方案均无需附加信号检测及变量反馈，简化系统控制，降低系统成本。

Description

中点箝位型三电平半桥逆变器的控制系统及均压控制方法

技术领域

本发明涉及一种中点箝位型三电平半桥逆变器的控制系统及均压控制方法，属于电力电子变换器领域。

背景技术

多电平逆变器由于输出电压谐波含量小等优点，得以快速发展。但电平数过多将使得系统成本增加、可靠性降低且控制复杂，因此三电平逆变器应用比较广泛，其中H桥逆变器最简单，但其局限性比较大，不适用于高输入电压及单级式非隔离并网逆变等场合，而三电平半桥逆变器应用场合比较广泛，且其结构及控制也相对简单。三电平半桥结构主要有以下几种：二极管箝位式、飞跨电容式和级联三电平式，其中，二极管箝位式是最早提出的一种三电平变流器拓扑。二极管箝位式三电平半桥变换器的输入端为电容串联结构，由于电路存在非理想因素，会出现中点电位不平衡问题。中点电位不平衡将会使交流输出电压畸变，产生低次及偶次谐波；造成开关管耐压不一致；偶次谐波的累积效应，会进一步加剧中点电压不平衡，最终使系统崩溃。因此，目前出现了大量关于3L-NPC半桥拓扑中点电位均衡问题的文献。

现有的三相3L-NPC逆变器电容电压均衡措施，主要有滞环控制法、虚拟空间矢量法、注入零序电压法等，其总体思想是在SVPWM调制下，通过对冗余小矢量合理分配实现电容均压。单相3L-NPC均压控制策略的研究相对较少，其中采用多个直流源代替输入电容或附加硬件电路法，将大大增加系统成本；在电容两侧并联大电阻强行分压方法，将增加电路损耗，这些方法均没有从根本上解决问题，破坏了逆变器电路本身的均衡特性。

另外，多电平逆变器还可采用均衡电路，如RLC等，进行电容电压均衡控制；将两个3L-NPC半桥相结合，形成双桥臂3L-NPC拓扑，改变电路特性，通过附加RLC均衡电路，以产生开关频率次的谐波电流，实现电容电压均衡，但这种方法增加电路成本及损耗。

现有的软件控制法主要通过附加前馈或反馈变量，来实现电容均压。如将电容压差前馈到电流参考中，实现电容电压均衡，但是需要检测电容电压；采用双环控制，将调制波通过低通滤波器，取其直流分量反馈到逆变器的电压参考中，也可使电容电压均衡，但是这种控制方法需要的存储空间大。

因而，可实现电容电压均衡的简单低成本控制方法是NPC型三电平半桥逆变器控制领域急需解决的问题。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是：提供一种中点箝位型（即NPC型，NeutralPointClamped)三电平半桥逆变器的控制系统及均压控制方法，通过选择对直流分量的响应为0的调节器，使得该方法不破坏NPC型三电平半桥逆变器电容电压自平衡的固有特性，即不对负载电流的直流分量进行闭环控制，解决了现有技术中采用其他类型调节器破坏了逆变器本身电容电压自平衡特性，从而导致电路结构复杂成本高的问题。

本发明为解决上述技术问题，采用如下技术方案：

中点箝位型三电平半桥逆变器的控制系统，所述控制系统为单闭环控制系统，所述单闭环控制系统包括第一调节器，所述第一调节器的传递函数对其输入信号中的直流分量的响应为0。

进一步地，所述第一调节器为准谐振调节器。

中点箝位型三电平半桥逆变器的控制系统，所述控制系统为双闭环控制系统，所述双闭环控制系统包括第一调节器、第二调节器，所述第一调节器的传递函数对其输入信号中的直流分量的响应为0。

进一步地，所述第一调节器为准谐振调节器，所述第二调节器为比例调节器。

中点箝位型三电平半桥逆变器的控制系统的均压控制方法，首先，采样三电平半桥逆变器输出的电流信号，然后将采样的电流信号与预先设定的基准电流信号进行比较，获得误差电流信号，最后将该误差电流信号经第一调节器处理后的输出信号作为所述三电平半桥逆变器开关运行的脉冲宽度调制信号，所述第一调节器对其输入信号中的直流分量的响应为0。

中点箝位型三电平半桥逆变器的控制系统的均压控制方法，首先，采样三电平半桥逆变器输出的电压信号与电流信号，然后将采样的电压信号与预先设定的基准电压信号进行比较，获得误差电压信号，再将该误差电压信号经第一调节器处理后的输出信号作为基准电流信号，并与采样的电流信号进行比较，获得误差电流信号，最后将该误差电流信号经第二调节器处理后的输出信号作为三电平半桥逆变器开关运行的脉冲宽度调制信号，其中所述第一调节器对其输入信号中的直流分量的响应为0。

与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：

1、实现了电容电压均衡。

2、无需附加信号检测及变量反馈。

3、简化系统控制，降低系统成本。

附图说明

图1为3L-NPC半桥逆变器。

图2为3L-NPC半桥逆变器SPWM调制逻辑图。

图3为基本二端口网络。

图4为3L-NPC等效电路。

图5为St与Sd的波形图

图6为St与Sd的频谱图。

图7为在电容容值有偏差及开环条件下，电容电压及输出电压波形。

图8为3L-NPC逆变器单电流闭环控制框图。

图9为采用准谐振调节器的单电流闭环均压控制时电容电压及输出电压波形。

图10为采用PI调节器的单电流闭环均压控制时电容电压及输出电压波形。

图11为具有自平衡特性的3L-NPC双闭环控制框图。

图12为电压外环电流内环均压控制时电容电压及输出电压波形。

图13为采用PI调节器的电压外环电流内环均压控制时电容电压及输出电压波形。

上述附图的主要符号及标号名称：C1、C2——输入侧电容；S1～S4——开关管及其对应驱动；Du、Dd——箝位二极管；Lf——滤波电感；R——负载电阻；Zload——负载阻抗；Z——桥臂到输出的等效阻抗；Vin——输入电压；uinv——逆变器桥臂电压；iinv——逆变器桥臂输出电流；uc1、uc2——电容C1、C2电压；uo——负载电压；io——负载电流；ct——三角载波；vm1——单闭环的调制波；vm2——双闭环的调制波；fs——三角载波频率(开关频率)；fo——调制波频率(基波频率)；ωs——开关角频率；ωo——基波角频率；Vd——输入电容压差；St、Sd——等效驱动波形；iref——电流参考；uref——电压参考；Kpwm——逆变器等效增益；Kp——比例调节；ve1——电流误差量；ve2——电压误差量；Gc(s)——补偿器；Kp——调节器比例系数；Ki——调节器积分系数；Kr——谐振调节器系数；α——谐振调节器阻尼系数；ωr——谐振角频率。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案进行详细说明：

本发明依赖于NPC型三电平半桥逆变的电容电压自平衡特性，因此，根据上述附图首先叙述电容电压自平衡原理，其次叙述发明的均压控制思想，最后叙述均压控制方案及其具体实现方式。

（I）3L-NPC半桥逆变器电容电压自平衡特性

3L-NPC半桥逆变器及其SPWM调制方式分别如附图1和附图2所示，S1和S3驱动互补，S2和S4驱动互补。定义开关状态函数Si、两电容电流差值ic及两电容压差值Vd：

ic=ic1-ic2(2)

Vd=uc1-uc2(3)

若输入电压近似认为无波动，则有：

$\mathrm{ic}1=-\mathrm{ic}2=\frac{\mathrm{ic}}{2}---\left(4\right)$

根据附图2所示的SPWM调制方式，以输出功率因数PF=1为例，可以得出输出电压uinv及ic与S1～S4的不同开关组合的4种对应关系，如表1所示。

表1PF=1时，uinv及ic与不同开关组合的对应关系

由表1可得：

$\begin{array}{c}\mathrm{uinv}=\mathrm{uc}1\·(S1\·S2)-\mathrm{uc}2\·(S3\·S4)\\ \mathrm{ic}=-\mathrm{iinv}\·[(S1\·S2)+(S3\·S4)]\end{array}---\left(5\right)$

进一步：

$\begin{array}{c}\mathrm{uinv}=\frac{\mathrm{Viv}}{2}\·\mathrm{St}+\frac{\mathrm{Vd}}{2}\·\mathrm{Sd}\\ \mathrm{ic}=-\mathrm{iinv}\·\mathrm{Sd}\end{array}---\left(6\right)$

其中，

$\begin{array}{c}\mathrm{St}=(S1\·S2)-(S3\·S4)\\ \mathrm{Sd}=(S1\·S2)+(S3\·S4)\end{array}---\left(7\right)$

定义如附图3所示的基本二端口网络，根据式(6)和式(7)可以作出3L-NPC半桥拓扑的等效电路，如附图4所示。

根据式(7)中St与Sd的表达式，可以作出St与Sd的波形及其频谱图，分别如附图5和附图6所示，St是奇谐函数，只含有奇次的正弦量；Sd是偶谐函数，含有直流分量及偶次的余弦量。以N=fs/fo（偶数）为例，对St与Sd进行傅立叶分解得：

$\mathrm{St}\left(t\right)=\underset{n=\mathrm{1,3,5},...}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{St}\_0n\·\sin (n\·\mathrm{\ωo}\·t)+\underset{x=\mathrm{1,2,3},...}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}(\underset{y=\±1,\±3,\±5,...}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{St}\_\mathrm{xy}\·\sin (x\·\mathrm{\ωs}\·t+y\·\mathrm{\ωo}\·t))---\left(8\right)$

$\mathrm{Sd}\left(t\right)=\mathrm{Sd}\_\mathrm{dc}+\underset{n=\mathrm{2,4,6},...}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Sd}\_0n\·\cos (n\·\mathrm{\ωo}\·t)+\underset{x=\mathrm{1,2,3},...}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}(\underset{y=\±0,\±2,\±4,...}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{St}\_\mathrm{xy}\·\sin (x\·\mathrm{\ωs}\·t+y\·\mathrm{\ωo}\·t))---\left(9\right)$

由附图4可得：

$\mathrm{iinv}\left(t\right)=\frac{\mathrm{Vin}}{2}\·\frac{\mathrm{St}}{Z}+\frac{\mathrm{Vd}}{2}\·\frac{\mathrm{Sd}}{Z}---\left(10\right)$

由式(6)可知，3L-NPC桥臂输出电压uinv可看成由两部分电压组成：①电容电压均衡时输出电压uinv_b=Vin·St/2；②电容电压不均衡压差Vd引起的输出电压uinv_d=Vd·Sd/2。下面分别分析Vd=0与Vd≠0时，电容电流差值ic及其平均值ic(avg)的特性。

(1)Vd=0

Vd=0即中点电位平衡。此时，输出电流记作io_b(t)，其表达式为：

其中，

从式(11)可看出，输出电流中只含奇次正弦量谐波，而Sd含有直流分量及偶次余弦量谐波，由此：

$\mathrm{ic}\left(\mathrm{avg}\right)=-\mathrm{fo}\·{\∫}_0^{1/\mathrm{fo}}\mathrm{iinv}\_b\left(t\right)\·\mathrm{Sd}\left(t\right)\mathrm{dt}=0---\left(12\right)$

由式(12)和式(4)可知，ic1(avg)=ic2(avg)=0，这表明一旦3L-NPC的电容电压均衡，则电容上电流就不会存在直流分量，这与负载性质无关，甚至与电容值是否存在偏差也无关，电容电压将稳定在Vin/2。

(2)Vd≠0

Vd≠0即电容电压不均衡。此时，输出电流记作iinv_nb(t)，其表达式为：

其中，

该电流由两部分组成，iinv_b(t)与iinv_db(t)，且iinv_db(t)含有直流分量，其大小为：

$\mathrm{iinv}\_\mathrm{nb}\left(\mathrm{avg}\right)=\frac{\mathrm{Sd}\_\mathrm{dc}}{2\·\left|Z\left(0\right)\right|}\·\mathrm{Vd}---\left(14\right)$

由式(12)可知，iinv_b(t)不会在电容电流中产生直流分量，因此，若电容电压不均衡，电容电流平均值为：

根据式(15)及式(4)可知：

(a)当即负载阻抗为感性、容性或纯阻性时，有Z(0)≠0，则电容电流势必存在直流分量，且ic(avg)与Vd反向。也就有：当Vd>0，即uc1>uc2时，ic(avg)<0，则ic1(avg)<0，ic2(avg)>0，电容C1将会放电，电容C2将会充电，直至二者电压均衡；当Vd<0时，同理；

(b)当即负载为纯感性时，有Z(0)=0，则ic(avg)→∞，可实现快速均衡；

(c)当即负载为纯容性时，有Z(0)=∞，则ic(avg)→0，将失去自平衡特性。幸而，在实际情况下，纯容性的负载条件并不存在，因为电容及线路等都有一定的阻抗；

(d)电容压差Vd越大，阻抗角越小时，ic(avg)越大，则3L-NPC的自平衡速度就越快；

(e)由于滤波前电流iinv(t)含有直流分量，通常滤波器主要滤除电流中的高次谐波分量，

对直流分量没有影响，因此负载电流io(t)中也含有直流分量io_nb(avg)，其大小为：

$\mathrm{Io}\_\mathrm{nb}\left(\mathrm{avg}\right)=\mathrm{Iinv}\_\mathrm{nb}\left(\mathrm{avg}\right)=\frac{\mathrm{Sd}\_\mathrm{dc}}{2\left|Z\left(0\right)\right|}\&CenterDot;\mathrm{Vd}---\left(16\right)$

则负载电流io(t)的直流分量与电容压差Vd呈正比关系；

(f)根据附图6中Sd的频谱可知，Sd_dc与Sd_10(fs处)较大，而一般fs处的Z(ωs)较大，则式(16)近似为：

$\mathrm{Ic}\left(\mathrm{avg}\right)\_\mathrm{nb}\&ap;-\frac{\mathrm{Vd}}{2}\&CenterDot;\frac{{\mathrm{Sd}\_\mathrm{dc}}^2}{\left|Z\left(0\right)\right|}=-\mathrm{Sd}\_\mathrm{dc}\&CenterDot;\mathrm{Iinv}\_\mathrm{nb}\left(\mathrm{avg}\right)=-\mathrm{Sd}\_\mathrm{dc}\&CenterDot;\mathrm{Io}\_\mathrm{nb}\left(\mathrm{avg}\right)---\left(17\right)$

即在电容电压不均衡，电容桥臂中点流出电流ic(t)的平均电流主要来自于输出电流io(t)的直流分量。

综上，当3L-NPC电容电压不均衡时，负载电流中产生与电容压差同向的直流分量及部分偶次谐波分量，此时电容电流中势必存在与压差值反向的直流电流，该电流将消除电容压差，因此3L-NPC半桥拓扑具有电容电压自平衡特性，其自平衡电流主要取决于负载电流中直流分量。

（II）NPC型三电平半桥逆变器均压控制策略

本发明的均压控制思想依赖于3L-NPC电容电压自平衡特性，其特征在于：不破坏3L-NPC电容电压自平衡特性，即对负载电流的直流分量不进行闭环控制。

（III）NPC型三电平半桥逆变器均压控制方案及其实现方式

下面结合附图来说明3L-NPC半桥逆变器具有自平衡特性及本发明给出的单闭环及双闭环的均压控制方案。以单相3L-NPC半桥逆变器及其滤波器为单L形式为例，其电路结构如附图1所示，技术参数为：直流输入电压800V，输出电压有效值220V/50Hz，输入电容C1=1800μF，C2=2300μF，滤波电感Lf为5.6mH，开关频率15kHz，负载电阻R=17Ω。

在上述技术参数下，附图7给出了3L-NPC在容值存在偏差且开环工作时电容电压及输出电压的波形。附图6表明，在电容容值存在偏差时，电容初始电压值uc1为450V，uc2为350，在逆变器开环工作下，uc1减小，uc2增大，直至uc1=uc2，电容电压均衡，并保持该均衡状态工作，因此3L-NPC具有电容电压自平衡特性。

（1）采用电流单闭环控制时，如附图8所示，首先，采样三电平半桥逆变器输出的电流信号，然后将采样的电流信号与预先设定的基准电流信号进行比较，获得误差电流信号，最后将该误差电流信号经第一调节器处理后的输出信号作为所述三电平半桥逆变器开关运行的脉冲宽度调制信号，所述第一调节器对其输入信号中的直流分量的响应为0。另外，由于无功补偿、有源滤波、整流等并网型应用同逆变工作模式下控制的相似性，本发明的单电流闭环均压控制方案也可广泛使用。

对直流分量响应为0的调节器传递函数有多种，仅以准谐振调节器为例，其传递函数G1(s)为：

$G1\left(s\right)=\frac{\mathrm{Kr}\&CenterDot;s}{s^2+\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;s+{\mathrm{\&omega;r}}^2}---\left(18\right)$

此时，单电流闭环的开环传递函数T(s)为：

$T\left(s\right)=\frac{\mathrm{Kr}\&CenterDot;s}{s^2+\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;s+{\mathrm{\&omega;r}}^2}\&CenterDot;\frac{\mathrm{Kpwm}}{s\&CenterDot;\mathrm{Lf}+R}---\left(19\right)$

为了获得较好的负载电流跟踪效果，将ωr设计在基波角频率ωo处，且Kr要足够大，从而获取较高的基波增益。但是，Kr过大，会影响系统的稳定裕度，因此Kr需折中选取。

下面提供一组单电流闭环的均压控制方案的控制参数：G1(s)中的Kr=30000，α=6，ωr=ωo=2π×50Hz。此时，电容电压及输出电压的波形如附图9所示，从图中可以看出，在电容容值有偏差时，电容初始电压值uc1为450V，uc2为350，在采用准谐振调节器的单闭环控制下，uc1减小，uc2增大，直至uc1=uc2，电容电压均衡，并保持该均衡状态工作。这表明，在采用对直流分量的响应为0的调节器为第一调节器的单闭环控制下，可以实现电容电压均衡，与现有的单相3L-NPC均压控制方法相比，无需信号检测及附加变量反馈，简化系统控制，降低系统成本。

常规闭环控制调节器通常采用PI或PR调节器，其传递函数分别为：

$\mathrm{Gpi}\left(s\right)=\mathrm{Kp}+\frac{\mathrm{Ki}}{s}---\left(20\right)$

$\mathrm{Gpr}\left(s\right)=\mathrm{Kp}+\frac{\mathrm{Kr}\&CenterDot;s}{s^2+\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;s+{\mathrm{\&omega;r}}^2}---\left(21\right)$

从式(19)和式(20)可以看出，Gpi(0)≠0，Gpr(0)≠0。若采用单电流闭环控制时，G1(s)选用Gpi(s)或Gpr(s)，将无法实现电容电压均衡。以G1(s)=Gpi(s)为例，取Kp=12，Ki=10000，此时电容电压及输出电压的波形如附图10所示，从图中可以看出，在电容容值有偏差时，电容初始电压值uc1为450V，uc2为350，在采用PI调节器的单闭环控制下，uc1增大，uc2减小，电容压差不断加剧，最终将导致系统崩溃。这表明，在采用对直流分量的响应不为0的调节器为第一调节器的单闭环控制下，将破坏3L-NPC的自平衡特性，使得电容电压不均衡，最终将导致系统崩溃。因此，采用常规单闭环控制时，势必需要附加其他措施进行电容电压均衡控制。现有的针对单相3L-NPC半桥逆变器的均压控制方案主要在采用PI或PR等调节器的基础上，附加硬件电路，或者加入电容压差前馈控制，或者将调制波直流分量前馈控制等，这些均压控制方案，需要附加检测信号，增加系统控制复杂度及成本，而本发明的3L-NPC逆变器单闭环均压控制方案克服了上述问题。

（2）采用电压外环电流内环的双闭环控制，如附图11所示，首先，采样三电平半桥逆变器输出的电压信号与电流信号，然后将采样的电压信号与预先设定的基准电压信号进行比较，获得误差电压信号，再将该误差电压信号经第一调节器处理后的输出信号作为基准电流信号，并与采样的电流信号进行比较，获得误差电流信号，最后将该误差电流信号经第二调节器处理后的输出信号作为三电平半桥逆变器开关运行的脉冲宽度调制信号。其中所述的第一调节器对其输入信号的直流分量的响应为0；第二调节器选用比例调节器。

采用双闭环的均压控制时，要求G1(s)为对直流分量为0的调节器，G2(s)=Kp。G1(s)以选用准谐振调节器为例，即：

$G1\left(s\right)=\frac{\mathrm{Kr}\&CenterDot;s}{s^2+\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;s+{\mathrm{\&omega;r}}^2}---\left(22\right)$

G2(s)=Kp(23)

此时，电流内环的开环传递函数Ti(s)及闭环传递函数Gi(s)分别为：

$\mathrm{Ti}\left(s\right)=G2\left(s\right)\&CenterDot;\frac{\mathrm{Kpwm}}{s\&CenterDot;\mathrm{Lf}+R}---\left(24\right)$

$\mathrm{Gi}\left(s\right)=\frac{\mathrm{Ti}\left(s\right)}{1+\mathrm{Ti}\left(s\right)}---\left(25\right)$

根据电流内环的闭环传递函数Gi(s)可得电压外环的开环传递函数Tv(s)为：

Tv(s)=G1(s)·Gi(s)·R(26)

下面提供一组双闭环的均压控制方案的控制参数：G1(s)中的Kr=1000，α=6，ωr=ωo=2π×50Hz，G2(s)中的Kp=2。此时，电容电压及输出电压的波形如附图12所示，从图中可以看出，在电容容值有偏差时，电容初始电压值uc1为450V，uc2为350，在采用准谐振调节器为第一调节器的双闭环控制下，uc1减小，uc2增大，直至uc1=uc2，电容电压均衡，并保持该均衡状态工作。这表明，在采用对直流分量的响应为0的调节器为第一调节器的双闭环控制下，该均压控制方案可以实现电容电压均衡，与现有的单相3L-NPC均压控制方法相比，无需信号检测及附加变量反馈，简化系统控制，降低系统成本。

类似于单闭环控制，若G1(s)采用对直流分量响应不为0的调节器，如PI或PR调节器等，同样会使电容电压不均衡。以G1(s)=Gpi(s)为例，取Kp=2，Ki=800，此时电容电压及输出电压的波形如附图13所示，从图中可以看出，在电容容值有偏差时，电容初始电压值uc1为450V，uc2为350，在PI调节器为第一调节器的双闭环控制下，uc1增大，uc2减小，电容压差不断加剧，最终将导致系统崩溃。这表明，在采用对直流分量的响应不为0的调节器为第一调节器的双闭环控制下，将破坏3L-NPC的自平衡特性，使得电容电压不均衡，最终将导致系统崩溃。因此，若采用常规电压电流双闭环控制，势必需要采取其他措施进行电容电压均衡控制，会增加系统控制复杂度及成本，而本发明的3L-NPC逆变器双闭环均压控制方案克服了上述问题。

（3）由于滤波器并不影响负载电流中的直流分量，因此，滤波器形式并不影响3L-NPC半桥逆变器的电容电压自平衡特性，因而本发明的方法可以广泛应用于采用各种形式滤波器的中点箝位型三电平半桥逆变器。

综上，本发明的均压控制方案是一种简单的、低成本的且易设计的均压控制方法。

以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动（包括第一调节器及第二调节器的具体形式），均落入本发明保护范围之内。

Claims (6)

1.中点箝位型三电平半桥逆变器的控制系统，所述控制系统为单闭环控制系统，所述单闭环控制系统包括第一调节器，其特征在于：所述第一调节器的传递函数对其输入信号中的直流分量的响应为0。

2.根据权利要求1所述的中点箝位型三电平半桥逆变器的控制系统，其特征在于：所述第一调节器为准谐振调节器。

3.中点箝位型三电平半桥逆变器的控制系统，所述控制系统为双闭环控制系统，所述双闭环控制系统包括第一调节器、第二调节器，其特征在于：所述第一调节器的传递函数对其输入信号中的直流分量的响应为0。

4.根据权利要求3所述的中点箝位型三电平半桥逆变器的控制系统，其特征在于：所述第一调节器为准谐振调节器，所述第二调节器为比例调节器。

5.基于权利要求1所述中点箝位型三电平半桥逆变器的控制系统的均压控制方法，其特征在于：

首先，采样三电平半桥逆变器输出的电流信号，然后将采样的电流信号与预先设定的基准电流信号进行比较，获得误差电流信号，最后将该误差电流信号经第一调节器处理后的输出信号作为所述三电平半桥逆变器开关运行的脉冲宽度调制信号。

6.基于权利要求3所述中点箝位型三电平半桥逆变器的控制系统的均压控制方法，其特征在于：

首先，采样三电平半桥逆变器输出的电压信号与电流信号，然后将采样的电压信号与预先设定的基准电压信号进行比较，获得误差电压信号，再将该误差电压信号经第一调节器处理后的输出信号作为基准电流信号，并与采样的电流信号进行比较，获得误差电流信号，最后将该误差电流信号经第二调节器处理后的输出信号作为三电平半桥逆变器开关运行的脉冲宽度调制信号。