CN103683897A - 功率因数改善电路的控制装置、充电装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供功率因数改善电路的控制装置、充电装置，即使不设置检测输入电压的电压检测电路也能够进行期望的动作。PFC电路的控制装置具有：PFC电路（100），其具有检测输入电流的电流检测电路（11、12）和检测输出电压的电压检测电路（13）；以及控制部（200），其控制PFC电路（100）的开关元件（Q1、Q2）的导通/断开动作。控制部（200）在PFC电路（100）启动时，使开关元件Q1、Q2固定为导通状态，在该状态下，根据电流检测电路（11、12）的输出，分析从交流电源（1）流过开关元件（Q1、Q2）的输入电流的波形，并根据该分析结果进行确定PFC电路（100）的输入电压的初始化处理。

Description

功率因数改善电路的控制装置、充电装置

技术领域

本发明涉及使输入电流的波形接近输入电压的波形来改善功率因数的功率因数改善电路的控制技术。

背景技术

在电动汽车或混合动力汽车中，安装有作为行驶用电机的驱动源的高压电池，设置有用于对该电池充电的充电装置（例如，参照专利文献1、2）。在这样的充电装置中，通常具有功率因数改善电路（以下，记作PFC（Power Factor Correction）电路）。

图18示出PFC电路的一例。PFC电路60是由电感器L3、二极管D5、电容器C1和开关元件Q3构成的公知的电路。开关元件Q3例如由MOS-FET构成，根据控制部70的脉冲信号进行导通/断开而进行开关动作。通过该开关动作，生成与电压波形（正弦波）为相似形状的电流波形，通过使电流波形接近正弦波来改善功率因数。此外，此时，通过电感器L3和二极管D5，进行电压的升压（或降压）和交流-直流转换。

在上述PFC电路60中，控制部70控制开关元件Q3的导通/断开，以输出预定的电压。因此，控制部70通过电压检测电路（省略图示）和电流检测电路（省略图示）分别检测PFC电路60的输入电压和输入电流，并根据这些检测值控制开关元件Q3。此处，PFC电路60的输入侧例如为100～200V的高电压，与此相对，控制部70侧例如为5V的低电压。因此，为了不使高电压侧的电流错误地流到控制部70侧，需要使检测输入电压的电压检测电路与控制部70之间电绝缘。因此，需要绝缘放大器等部件，进而还需要确保绝缘距离，因而妨碍了小型化/低成本化。

专利文献1：日本特开2009-247101号公报

专利文献2：日本特开2010-88150号公报

发明内容

本发明的课题在于提供如下功率因数改善电路的控制装置：即使不设置检测输入电压的电压检测电路，也能够进行期望的动作。

本发明的功率因数改善电路的控制装置具有：功率因数改善电路，其与交流电源连接，通过开关元件的导通/断开动作，使来自交流电源的输入电流的波形接近正弦波来进行功率因数的改善；以及控制部，其控制功率因数改善电路的动作。功率因数改善电路具有检测输入电流的电流检测电路和检测该功率因数改善电路的输出电压的电压检测电路。控制部在功率因数改善电路启动时，使开关元件固定为导通状态，在该状态下，根据电流检测电路的输出，分析从交流电源流过开关元件的输入电流的波形，并根据其分析结果进行确定功率因数改善电路的输入电压的初始化处理。此外，在执行了初始化处理后，控制部根据所确定的输入电压、由电流检测电路检测出的输入电流和由电压检测电路检测出的输出电压，控制开关元件的导通/断开动作。

在本发明中，在功率因数改善电路启动时，控制部进行输入电流的波形分析，根据该分析结果确定输入电压，并根据该输入电压进行功率因数改善电路的控制。因此，即使不设置检测输入电压的电压检测电路，也能够利用原本具有的输入电流检测电路来确定输入电压，进行期望的功率因数改善动作。因此，不需要确保以往那样的绝缘放大器等部件和绝缘距离。

在本发明中，也可以是，控制部在进行输入电流的波形分析时，针对输入电压，确定电压电平、频率以及与正弦波同步的基准定时。并且，除此以外，还可以确定与正弦波的正负同步的符号判定基准。

在本发明中，也可以是，控制部在确定基准定时的时候，在确定了商用频率之后，确定正弦波的开始时刻。

在本发明中，也可以是，控制部构成为具有：电压相位补偿部，其将功率因数改善电路的当前输出电压与目标电压进行比较，根据其偏差进行电压的相位补偿；乘法器，其根据该电压相位补偿部的输出和输入电压，进行正弦波的成形；电流相位补偿部，其将功率因数改善电路的当前输入电流与乘法器的输出进行比较，根据其偏差进行电流的相位补偿；以及脉冲调制器，其生成具有与该电流相位补偿部的输出对应的占空比的PWM信号，并将该PWM信号输出到开关元件。

在本发明中，控制部可以在一定条件下更新确定出的基准定时。例如，可以根据电流检测电路的输出，监视输入电流的波形，在该电流波形存在相位超前或相位滞后的情况下，通过校正相位偏差来更新基准定时。

在本发明中，也可以是，替代根据输入电流波形的分析结果来确定输入电压，控制部根据输出电压波形的分析结果来确定输入电压。

本发明的充电装置由上述功率因数改善电路的控制装置、以及对从功率因数改善电路输出的电压进行直流-直流转换而生成充电用的直流电压的直流-直流转换器构成。

根据本发明，能够提供如下功率因数改善电路的控制装置：即使不设置检测输入电压的电压检测电路，也能够进行期望的动作。

附图说明

图1是示出本发明的实施方式的框图。

图2是示出初始化处理时的电流路径的图。

图3是示出图2的各个部分的信号波形和检测值的图。

图4是示出控制步骤的概要的流程图。

图5是示出初始化处理的详细步骤的流程图。

图6是说明正弦波分析处理中确定电压电平的图。

图7是说明正弦波分析处理中确定频率的图。

图8是用模块示出控制部的功能的图。

图9是示出基准定时确定处理的步骤的流程图。

图10是说明确定与正弦波同步的基准定时的图。

图11是说明与正弦波的正负同步的符号判定基准的图。

图12是示出PFC通常控制的详细步骤的流程图。

图13是示出用于正弦波合成的表的图。

图14是示出结束处理的步骤的流程图。

图15是说明更新基准定时的图。

图16是示出本发明应用于充电装置的情况下的框图。

图17是示出图16的直流-直流转换器的具体例的电路图。

图18是示出以往的示例的电路图。

[标号说明]

1交流电源，2继电器，3负载，10商用电源，11、12电流检测电路，13电压检测电路，30直流-直流转换器，50电池，100PFC（功率因数改善）电路，200控制部，201电压相位补偿部，202乘法器，203电流相位补偿部，204脉冲调制器，300充电装置，Q1、Q2开关元件。

具体实施方式

以下，参照附图，对本发明的实施方式进行说明。在各个图中，对于相同的部分或者对应的部分，标注相同的符号。

首先，参照图1，说明实施方式的结构。在图1中，PFC（功率因数改善）电路100设置在外部的交流电源1与负载3之间，由控制部200控制其动作。交流电源1例如是AC100V的商用电源。在交流电源1与PFC电路100之间，连接有用于防止浪涌电流的继电器2。该继电器2的开关由控制部200控制。控制部200由微型计算机构成。PFC电路100的输出端与负载3连接。

PFC电路100具有电感器L1、L2、二极管D1、D2、电容器C、开关元件Q1、Q2、电流检测电路11、12和电压检测电路13。电感器L1的一端与交流电源1的一端连接，电感器L1的另一端与电流检测电路11连接。电感器L2的一端经由继电器2与交流电源1的另一端连接，电感器L2的另一端与电流检测电路12连接。二极管D1设置在电流检测电路11与电压检测电路13之间。二极管D2设置在电流检测电路12与电压检测电路13之间。电容器C的一端与二极管D1、D2的阴极连接，电容器C的另一端接地于大地。

开关元件Q1、Q2例如由MOS-FET构成，分别与二极管D3、D4并联连接。开关元件Q1的漏极与二极管D1的阳极连接，开关元件Q1的源极接地。开关元件Q2的漏极与二极管D2的阳极连接，开关元件Q2的源极接地。从控制部200向开关元件Q1、Q2的各个栅极提供PWM（Pulse Width Modulation；脉宽调制）信号。开关元件Q1、Q2根据该PWM信号进行导通/断开而进行开关动作。

电流检测电路11、12是检测来自交流电源1的输入电流的电路。电流检测电路11由变压器15和电阻R1、R2构成。变压器15的一次侧绕组设置在电感器L1与二极管D1之间。变压器15的二次侧绕组与电阻R1、R2连接。电流检测电路11的输出被输入到控制部200。电流检测电路12由变压器16和电阻R3、R4构成。变压器16的一次侧绕组设置在电感器L2与二极管D2之间。变压器16的二次侧绕组与电阻R3、R4连接。电流检测电路12的输出也被输入控制部200。

电压检测电路13是检测PFC电路100的输出电压的电路，由串联连接的电阻R5、R6构成。电阻R5、R6是对PFC电路100的输出电压进行分压的分压电阻。电阻R5、R6的连接点的电压（分压电压）被输入控制部200。

在以上这样的PFC电路100中，通过开关元件Q1、Q2的高速开关动作，生成与从交流电源1供给的输入电压的电压波形（正弦波）为相似形状的电流波形，使电流波形接近正弦波，由此来改善功率因数。而且，此时，通过电感器L1、L2和二极管D1、D2，进行电压的升压和整流（交流-直流转换）。

接下来，对本发明的基本原理进行说明。在本发明中，采用如下方法：不设置用于检测PFC电路100的输入电压的电压检测电路，而利用原本具有的用于检测输入电流的电流检测电路11、12来确定输入电压。因此，如图2所示，在PFC电路100启动时，使开关元件Q1、Q2均固定为导通状态，并在该状态下，执行用于确定输入电压的初始化处理。关于初始化处理的详细情况，将在后面描述。

在图2中，从控制部200向继电器2输出高（H）电平信号，使继电器2导通，使接点成为闭合状态。此外，从控制部200向开关元件Q1、Q2的栅极输出高电平信号，使开关元件Q1、Q2成为导通状态。在开关元件Q1、Q2固定于导通的状态下，如粗线所示那样，输入电流从交流电源1流过电感器L1、L2、电流检测电路11、12、开关元件Q1、Q2、继电器2。

具体而言，在交流电源1的电感器L1侧为正电位时，输入电流按照交流电源1→电感器L1→电流检测电路11的变压器15的一次绕组→开关元件Q1→二极管D4→电流检测电路12的变压器16的一次绕组→电感器L2→继电器2→交流电源1的路径流动。此外，在交流电源1的电感器L2侧为正电位时，输入电流按照交流电源1→继电器2→电感器L2→电流检测电路12的变压器16的一次绕组→开关元件Q2→二极管D3→电流检测电路11的变压器15的一次绕组→电感器L1→交流电源1的路径流动。此外，能够通过继电器2的接点的电阻来限制流过电感器L1、L2的电流。

图3示出图2的各个部分的信号波形和电流/电压的检测值。（a）为交流电源1的电压波形（输入电压的波形）、（b）为流过电感器L1输入电流的波形，（c）为流过电感器L2的输入电流的波形，（d）为PFC电路100的输出电压的波形，（e）为从控制部200施加于开关元件Q1的栅极的PWM信号的波形，（f）为从控制部200施加于开关元件Q2的栅极的PWM信号的波形，（g）为由电压检测电路13检测出的输出电压的电压值，（h）为由电流检测电路11检测出的流过电感器L1的输入电流的电流值，（i）为由电流检测电路12检测出的流过电感器L2输入电流的电流值。流过电感器L1、L2的电流彼此反相。

根据图3的（a）～（c）可知：在开关元件Q1、Q2的恒定导通状态下，流过图2的粗线路径的输入电流的波形与输入电压的波形（正弦波）为相同的形状。因此，如果分析此时的输入电流的波形并根据其分析结果确定输入电压，则能够根据该输入电压进行通常的PFC控制。

图4的流程图示出控制部200执行的控制步骤的概略。首先，在步骤S1中，控制部200执行初始化处理。接下来，在初始化处理结束时，在步骤S2中，控制部200执行与PFC电路100对应的通常的PFC控制。并且，在结束PFC动作时，在步骤S3中，控制部200对PFC电路100执行预定的结束处理。以下，按顺序对各步骤的详细情况进行说明。

图5的流程图示出初始化处理（图4的步骤S1）的详细步骤。各步骤的处理由控制部200执行。在步骤S11中，使继电器2导通，使接点成为闭合状态。接下来，在步骤S12中，使开关元件Q1、Q2固定于导通状态。即，如上所述，控制部200向开关元件Q1、Q2的各个栅极输出高电平信号（占空比为100％的PWM信号），使开关元件Q1、Q2均依然保持导通状态（参照图2）。

接下来，在步骤S13中，控制部200取得由电流检测电路11、12检测出的输入电流的检测值（图3的（h）、（i））。然后，控制部200执行由步骤S14～S17这一系列步骤构成的正弦波分析处理。在该处理中，分析检测出的输入电流的波形，决定用于确定输入电压所需的4个参数（电压电平、频率、基准定时、符号判定基准）。此外，步骤S14和S15可以应用与以往的用于监视输入电压的PFC电路相同的分析方法，步骤S16和S17是本发明中新增加的处理项目。

首先，在步骤S14中，控制部200根据在步骤S13中取得的输入电流值，确定输入电压的电压电平。输入电压和输入电流能够公式化为如下这样的简单关系。

Vin＝K．Iin＋Vz．．．（1）

此处，Vin：输入电压，Iin：输入电流，K：由电路设计确定的常数，Vz：继电器等引起的电压下降量。此外，只要能够区分电压电平即可，因而忽略Vz也没有问题。由（1）式可知，可以用输入电压波形替代输入电流波形来进行分析。

电压电平例如能够通过图6的（a）～（c）这样的方法来确定。图6的（a）是选择通过峰值保持（peak hold）得到的峰值作为电压电平的方法。图6的（b）是选择设电流值≠0且电流微分值＝0（实际上，设为±1以内等的范围）时的值作为电压电平的方法（也可以检测电流微分值的过零（zero crossing））。图6的（c）为如下方法：预先确定与各商用电压对应的阈值Lv1～Lv3，根据电流波形与哪个阈值交叉，从表中选择电压电平。无论采用哪种，优选的是，与在1个周期内单次确定电压电平相比，在2个以上的周期内进行多次采样，并通过平均化或多数决定法等来确定电压电平。在2个周期以上的情况下，可以在至少比商用频率的最大值长的周期内，设定适当的判定期间。根据需要，还可以在判定期间中将运算值复位。

此外，在上述方法中，求出输入电压的最大值。在假定商用电源的波形为完全正弦波时，输入电压的有效值和平均值根据下式自动被确定。

输入电压的平均值=输入电压的最大值×2/π．．．（3）

由于这些关系是固定的，因此无需特意进行运算，只要预先准备存储有与最大值对应的计算结果的表即可。此外，在无法假定商用电源的波形为完全正弦波的情况下（偏差较大的情况下等），可以根据每次的采样值，通过运算来计算有效值和平均值。

返回图5，接下来，在步骤S15中，控制部200根据输入电流的波形确定输入电压的频率。根据图3的（a）～（c）可知：输入电压的频率由于与输入电流的频率相等，因而能够根据输入电流的频率来确定。在该情况下，也和电压电平相同地，与在1个周期内单次确定频率相比，优选的是，在2个以上的周期内多次采样，并通过平均化或多数决定法等来确定频率。此外，与电压电平不同，频率只有50Hz和60Hz这两种，因而不怎么要求检测精度。

作为最简单的方法，考虑检测正弦波的电平成为0的时刻，根据该间隔确定频率。在使用了全波整流桥电路的情况下，最短的话，在商用电源的半个周期内就能够确定频率。在如图1那样不使用全波整流桥电路的情况下，通过合成电感器L1、L2的电流，得到全波整流波形。

关于确定频率，除了上述以外，还有图7所示的方法。图7（a）为如下方法：检测电流波形与任意的一定阈值交叉的时刻，根据本次交叉时刻与前次交叉时刻之间的时间差T来确定频率。在该情况下，阈值被设为小于最小商用电压。此外，由于在图6的（b）、（c）所示的电压电平分析中检测了交叉，因而可以与此同时进行频率分析。

图7的（b）是根据电流微分值从0变成正时的时刻的时间差T来确定频率的方法。图7的（c）是根据电流微分值从负变成0时的时刻的时间差T来确定频率的方法。根据这些方法，由于知道正弦波1个周期的开始定时，因而能够与后述的基准定时的设定处理（图5的步骤S16）共用该开始定时。此外，在图7的（a）中，如果阈值接近0，则得到与图7的（b）、（c）相同的结果。

返回图5，接下来，在步骤S16中，控制部200确定与正弦波同步的基准定时。在说明该处理之前，利用图8对PFC电路100的电流连续模式控制的概要进行说明。图8用框图示出控制部200的功能，其中，（a）示出以往的结构，（b）示出本发明的结构。

电压相位补偿部201将PFC电路100的当前输出电压与目标电压进行比较，根据其偏差调整控制量，进行电压的相位补偿。输出电压从图1的电压检测电路13输入。目标电压预先设定在控制部200中或者从外部提供。乘法器202将电压相位补偿部201的输出与输入电压信息等相乘，进行正弦波的成形。电流相位补偿部203将PFC电路100的当前输入电流与乘法器202的输出进行比较，根据其偏差调整控制量，进行电流的相位补偿。输入电流从图1的电流检测电路11、12输入。脉冲调制器204生成具有与电流相位补偿部203的输出对应的占空比的PWM信号并将其输出。该PWM信号被提供给PFC电路100的开关元件Q1、Q2的栅极。

在图8的（a）的以往的方式的情况下，乘法器202被输入由输入电压检测电路（省略图示）检测出的输入电压（波形）。另一方面，在图8的（b）的本发明方式的情况下，由于不设置输入电压检测电路，因而根据输入电流生成的合成正弦波被输入端乘法器202。此外，输入电压的有效值（或平均值）是根据上述式（2）、（3）得到的值。此外，增益是预先确定的固定值（常数）。

此处，为了生成正弦波sinωt（＝sin2πft），需要频率f和能够与输入电压的正弦波同步的基准定时t这两个信息。关于频率f，通过图5的步骤S15确定即可，后面将对基准定时t的确定方法进行描述。

图9的流程图示出基准定时确定处理（图5的步骤S16）的步骤。各步骤的处理由控制部200执行。首先，在步骤S161中，控制部200确定商用频率（50Hz或60Hz）。商用频率的确定根据图7中说明的频率确定处理来实施。接下来，在步骤S162中，控制部200确定正弦波开始时刻。正弦波开始时刻的确定同样也可以在频率确定处理中实施。

在利用检测输入电流的零点的方法来进行频率确定处理的情况下，将零点的时刻存储为基准定时。在生成/取得时刻时，例如如图10所示，可以在零点处启动定时器，生成商用电源的每1个周期或半个周期被复位的锯齿波。或者，也可以取代该方法而在控制部200的内部设置基准时钟，在输入电流的零点取得表示基准时钟的时刻。此外，基准定时可以一次确定后保持恒定，也可以在一定条件下进行更新。后面，将对基准定时的更新方法进行描述。

返回图5，接下来，在步骤S17中，控制部200确定与正弦波的正负同步的符号判定基准。在本实施方式的PFC电路100中，不进行全波整流，因此需要在通常的PFC动作中，进行与正弦波的正负对应的控制。例如，在检测输入电流时，需要根据正弦波的正负来切换电流检测电路11、12（在正的情况下切换到电流检测电路11，在负的情况下切换到电流检测电路12）。其中，在始终监视两方的电流的情况下，可通过将两个电流合成来得到全波整流波形，因而不需要切换控制。需要切换控制的情况是例如在共用A/D转换器的通道的情况下等。此外，需要根据正弦波的正负，切换使开关元件Q1、Q2中的哪一个进行开关（在正的情况下使开关元件Q1进行开关，在负的情况下使开关元件Q2进行开关）。该切换控制是必需的。不进行开关一方的开关元件，可以恒定导通，也可以恒定断开，但是优选设为导通损失较小的恒定导通。

由于流过电感器L1的电流（由电流检测电路11检测出的电流）为正方向，流过电感器L2的电流（由电流检测电路12检测出的电流）为负方向，因而能够据此来确定正弦波的正负。例如，如图11所示，在电感器L1的电流的情况下，按照商用频率产生在所述的基准定时确定处理生成的锯齿波，如果为该锯齿波的半个周期以内则可以判断为正方向，如果超过半个周期则可以判断为负方向。或者，也可以代替上述方法而使用定时器来生成每半个周期切换（toggle）的脉冲。

返回图5，在进行了上述步骤S14～S17的正弦波分析处理之后，在步骤S18中判定分析是否已结束。如果分析结束（步骤S18：是），则结束初始化处理，转换为PFC通常控制（图4的步骤S2）。如果分析未结束（步骤S18：否），则返回步骤S13，反复步骤S13～S17的处理，直至全部确定完应该由正弦波分析处理确定的项目为止。

通过以上的初始化处理，根据输入电流确定与PFC电路100的输入电压有关的参数。并且，在此后的PFC通常控制中，根据所确定的参数，生成输入电压的合成正弦波，并使用该合成正弦波进行PFC控制。

接下来，对图4的步骤S2的PFC通常控制进行描述。该控制除了与合成正弦波相关的部分以外，与以往的方式基本相同。图12的流程图示出初始化处理结束后的PFC通常控制的详细步骤。各步骤的处理由控制部200执行。

首先，在步骤S21中，控制部200向开关元件Q1、Q2的各个栅极输出低（L）电平信号（占空比为0％的PWM信号），解除开关元件Q1、Q2的恒定导通。由此，开关元件Q1、Q2均为断开。接下来，在步骤S22中，控制部200使继电器2断开而处于断开接点的状态。通过步骤S21、S22的处理，解除了图2中粗线所示的电流路径。接下来，在步骤S23中，控制部200取得根据由电流检测电路11、12检测出的输入电流、由电压检测电路13检测出的输出电压和输入电流而确定的输入电压的各个信息。

然后，控制部200再次使继电器2导通，开始软启动处理（步骤S26），使开关元件Q1、Q2的控制量逐渐接近目标电压值。并且，在软启动结束后（步骤S24：是），转入步骤S25，控制部200切换到电流连续模式控制这样的通常动作。此后，控制部200执行在图8中说明的那样的处理，生成PWM信号，并通过该PWM信号控制开关元件Q1、Q2的导通/断开动作。并且，反复PFC通常控制，直至发生某些事件而在步骤S27中发出PFC停止命令为止。

在PFC通常控制中，本发明与以往方式的不同之处在于，自己合成输入到图8（b）的乘法器202的正弦波。由于已经描述了生成正弦波所需的参数的确定方法，因而此处对在控制部200中合成正弦波的方法进行说明。以下为其示例。

（1）直接sin计算的方法

使用由MCU（Micro Control Unit：微处理单元）的供应商等提供的标准数学函数库。该方法虽然精度较高，但是难点在于计算成本（时间）较大。

（2）sin近似计算的方法

使用泰勒展开和麦克劳林展开来进行正弦近似计算。下式为麦克劳林展开的例子。

[数1]

$\begin{array}{cc}\sin \mathrm{\ωt}=\mathrm{\ωt}-\frac{1}{3!}{\left(\mathrm{\ωt}\right)}^3+\frac{1}{5!}{\left(\mathrm{\ωt}\right)}^5-\frac{1}{7!}{\left(\mathrm{\ωt}\right)}^7+\·\·\·& \·\·\·\left(4\right)\end{array}$

在该方法中，计算到能够确保必要性能的程度的次数即可，各次数的乘方计算可以预先保存为常数，因此能够控制精度和计算成本。此外，可以将与t对应的ω等设成表。

（3）使用正弦波输出相对于时刻的表的方法

预先准备正弦波输出相对于1个周期或半个周期的时刻的表。图13为其示例（50Hz且为半个周期的例子）。表的采样数根据所需性能来确定。采样间隔可以是均等间隔，也可以例如将正弦波的顶点附近的采样间隔设为较密集等。对于表中没有的值，例如可以通过线性插值来确定。

此外，在上述（1）～（3）中的任意一个方法中，不需要按照每个电压电平来准备表，将公共的基准正弦波乘以各电压电平增益即可。

最后，对图4的步骤S3的结束处理进行描述。图14的流程图示出了结束处理的步骤。各步骤的处理由控制部200执行。在步骤S31中，控制部200首先使先继电器2断开，以防止大电流。然后，在步骤S32中，控制部200使开关元件Q1、Q2两方导通。至此，完成结束处理。此外，开关元件Q1、Q2优选为常开型，继电器2优选为常闭型。如果开关元件Q1、Q2为常开型，则即使在PFC电路100的电源消失时电流也不流过输出端，因此，能够防止谐波的产生。此外，如果继电器2为常闭型，则即使在PFC电路100的电源消失时也进行电流限制，因此能够防止大电流。

接下来，对正弦波的基准定时的更新方法进行说明。更新方法有停止PFC动作来进行更新的方法和在持续PFC动作的同时进行更新的方法这两种。

（1）停止PFC动作来进行更新的方法

该方法是执行所述结束处理（图4的步骤S3，图14）而使PFC动作停止、从初始化处理（图4的步骤S1，图5）开始重新开始PFC动作的方法。例如，在电池的充电装置中使用的PFC电路100的情况下将暂时停止充电。但是，通常来说充电动作花费几个小时，而与此相对，基准定时的更新所需的充电暂时停止时间最长不过数秒。因此，即使例如几分钟暂时停止1次，从充电时间整体来看也只是一瞬间，结果不会妨碍充电动作。

（2）持续PFC动作的同时进行更新的方法

控制部200根据电流检测电路11、12的输出，监视电感器L1、L2的电流波形，在电流波形偏离正弦波（相位出现偏差）时，对基准定时进行校正。在合成正弦波的相位滞后或超前时，电流波形如图15所示那样发生变化。在图15中，上面的各个图表示流过电感器L1的实际电流，下面的各个图表示由控制部200监视的电流。图15的（a）是相位超前的情况，（b）是相位同步的情况，（c）是相位滞后的情况。

如图15的（a）、（c）所示，在合成正弦波的相位发生偏差时，电流波形变得不连续，产生零区间或峰值。因此，例如通过连续监视波形，能够容易地检测出相位偏差。此外，由于不连续的趋势和程度根据相位偏差方向和偏差量而变化，因此能够确定基准定时的校正方向和校正量。例如，在图15的（a）的相位超前时，出现电流零区间，因而按照使相位滞后的方式进行校正即可。此外，在图15的（c）的相位滞后时，由于出现峰值，因而按照使相位提前的方式进行校正即可。

此外，在通过开关元件Q1、Q2的电流来监视电感器L1、L2的电流的情况下，实际电流波形为脉冲序列。这是因为，开关元件Q1、Q2在断开时成为开放状态，不检测电流。在该情况下，在开关元件Q1、Q2中，通常监视导通的开关元件的电流，因此能够应用与上述相同的处理。

图16示出将本发明应用于充电装置的情况下的框图。充电装置300安装于车辆中，将从外部的商用电源10供给的交流电压转换成用于对电池50充电的直流电压。电池50由锂电池和铅蓄电池等二次电池构成，由从充电装置300输出的直流电压进行充电。电池50的电压被提供给使车辆行驶的电机（省略图示）。

充电装置300具有输入滤波器20、本发明的PFC电路100和控制部200、直流-直流转换器30和控制部40。输入滤波器20是用于从商用电源10的交流电压中去除噪声、并针对雷击浪涌等保护电路的滤波器。PFC电路100和控制部200与图1所示的情况相同。直流-直流转换器30通过开关动作对从PFC电路100输出的直流电压进行直流-直流转换，生成用于对电池50充电的直流电压。控制部40控制直流-直流转换器30的动作。

图17示出直流-直流转换器30的一例。直流-直流转换器30是由开关电路31、变压器32、整流电路33、平滑电路34和输出电压检测电路35构成的公知的电路。控制部40由微型计算机构成。

开关电路31具有桥连接的4个开关元件Q4～Q7，将从PFC电路100输出的直流电压转换成交流电压。开关元件Q4～Q7例如由MOS-FET构成。变压器32对从开关电路31输出的交流电压进行升压或降压。整流电路33由两个二极管D6、D7构成，将在变压器32的二次侧产生的交流电压转换成脉冲状的直流电压。平滑电路34由电感器L4和电容器C2构成的低通滤波器构成，对从整流电路33输出的电压进行平滑。输出电压检测电路35由串联连接的分压电阻R7、R8构成，对平滑电路34的输出电压进行检测，并传送给控制部40。控制部40根据由输出电压检测电路35检测出的输出电压进行反馈控制，控制开关电路31的开关元件Q4～Q7的导通/断开。

根据上述实施方式，在PFC电路100启动时，控制部200进行输入电流的波形分析，根据其分析结果确定输入电压，并根据该输入电压进行PFC电路100的控制。因此，即使不设置检测输入电压的电压检测电路，也能够利用原本具有的输入电流检测电路11、12来确定输入电压，进行期望的PFC动作。因此，不需要确保以往那样的绝缘放大器等部件和绝缘距离。

在本发明中，除了上述以外，还可以采用各种实施方式。例如，在上述实施方式中，根据输入电流波形的分析结果确定输入电压，但是也可以根据输出电压波形的分析结果确定输入电压。在该情况下，控制部200根据电压检测电路13（图1）的输出确定输入电压。

具体而言，在PFC电路100启动时的初始化处理中，控制部200使开关元件Q1、Q2固定为断开状态。在该状态下，控制部200根据电压检测电路13的输出，分析由从交流电源1流过电压检测电路13的电阻R5、R6的电流产生的输出电压的波形，并根据该分析结果确定PFC电路100的输入电压。并且，在执行了初始化处理后，根据所确定的输入电压、电流检测电路11、12检测出的输入电流和电压检测电路13检测出的输出电压，控制开关元件Q1、Q2的导通/断开动作。

在该情况下，如果负载3的电阻值不是合适的值，则不能取出正弦波，因而需要控制从PFC电路100的输出端观察到负载量的结构。例如，在单个PFC电路100的情况下（图1），考虑如下结构等：将较小电阻与负载3并联连接，并使该较小电阻切换为导通和断开。此外，在将PFC电路100安装入充电装置300的情况下（图16），考虑如下结构：使PFC电路100后级的直流-直流转换器30中的开关元件Q4～Q7（图17）上下均固定为导通状态，使桥导通等。

此外，在上述实施方式中，采用了由二极管D1、D2实现的半波整流方式，但是不言而喻的是，也可以采用由4个二极管实现的全波整流方式。在全波整流方式的情况下，PFC控制中不需要正弦波的正负信息，因而不需要上述符号判定基准的确定处理（图5的步骤S17）。

此外，在上述实施方式中，采用了设置有两个开关元件Q1、Q2，具有双系统的开关电路的交错型（interleave）结构，但是也可以采用只设置1个开关元件、开关电路为1个系统的单一（single）型结构。

此外，在上述实施方式中，列举了通过PWM信号来驱动开关元件Q1、Q2的示例，但是也可以通过不是PWM信号的脉冲信号来驱动开关元件Q1、Q2。

此外，在上述实施方式中，列举了对输入电压升压的升压型PFC电路100的示例，但是，本发明也能够应用于对输入电压降压的降压型PFC电路。

此外，在上述实施方式中，作为PFC电路100的控制方式，列举了电流连续模式的示例，但是除此以外，也可以采用电流临界模式或电流不连续模式。

此外，在上述实施方式中，列举了将本发明应用于充电装置300的示例，但是本发明也能够应用于充电装置以外的用途。

Claims (9)

1.一种功率因数改善电路的控制装置，其中，该功率因数改善电路的控制装置具有：

功率因数改善电路，其与交流电源连接，通过开关元件的导通/断开动作，使来自所述交流电源的输入电流的波形接近正弦波来进行功率因数的改善；以及

控制部，其控制所述功率因数改善电路的动作；

所述功率因数改善电路具有检测所述输入电流的电流检测电路和检测该功率因数改善电路的输出电压的电压检测电路，

所述功率因数改善电路的控制装置的特征在于，

所述控制部在所述功率因数改善电路启动时，使所述开关元件固定为导通状态，在该状态下，根据所述电流检测电路的输出，分析从所述交流电源流过所述开关元件的输入电流的波形，并根据该分析结果进行确定所述功率因数改善电路的输入电压的初始化处理，

在所述初始化处理执行后，所述控制部根据确定的所述输入电压、由所述电流检测电路检测出的输入电流和由所述电压检测电路检测出的输出电压，控制所述开关元件的导通/断开动作。

2.根据权利要求1所述的功率因数改善电路的控制装置，其特征在于，

所述控制部在进行所述输入电流的波形分析时，针对所述输入电压，确定电压电平、频率以及与正弦波同步的基准定时。

3.根据权利要求2所述的功率因数改善电路的控制装置，其特征在于，

所述控制部在进行所述输入电流的波形分析时，针对所述输入电压，还确定与正弦波的正负同步的符号判定基准。

4.根据权利要求2所述的功率因数改善电路的控制装置，其特征在于，

所述控制部在确定所述基准定时，在确定了商用频率之后，确定正弦波的开始时刻。

5.根据权利要求1所述的功率因数改善电路的控制装置，其特征在于，

所述控制部具有：

电压相位补偿部，其将所述功率因数改善电路的当前输出电压与目标电压进行比较，并根据其偏差进行电压的相位补偿；

乘法器，其根据所述电压相位补偿部的输出和所述输入电压，进行正弦波的成形；

电流相位补偿部，其将所述功率因数改善电路的当前输入电流与所述乘法器的输出进行比较，并根据其偏差进行电流的相位补偿；以及

脉冲调制器，其生成具有与所述电流相位补偿部的输出对应的占空比的PWM信号，并将该PWM信号输出到所述开关元件。

6.根据权利要求2所述的功率因数改善电路的控制装置，其特征在于，

所述控制部在一定条件下更新确定的所述基准定时。

7.根据权利要求6所述的功率因数改善电路的控制装置，其特征在于，

所述控制部根据所述电流检测电路的输出，监视所述输入电流的波形，在该电流波形存在相位超前或相位滞后的情况下，通过校正相位偏差来更新所述基准定时。

8.一种功率因数改善电路的控制装置，其中，该功率因数改善电路的控制装置具有：

功率因数改善电路，其与交流电源连接，通过开关元件的导通/断开动作，使来自所述交流电源的输入电流的波形接近正弦波来进行功率因数的改善；以及

控制部，其控制所述功率因数改善电路的动作，

所述功率因数改善电路具有检测所述输入电流的电流检测电路和检测该功率因数改善电路的输出电压的电压检测电路，所述功率因数改善电路的控制装置的特征在于，

所述控制部在所述功率因数改善电路启动时，使所述开关元件固定为断开状态，在该状态下，根据所述电压检测电路的输出，分析由从所述交流电源流到所述电压检测电路的电流所产生的输出电压的波形，并根据该分析结果进行确定所述功率因数改善电路的输入电压的初始化处理，

在执行了所述初始化处理后，所述控制部根据确定的所述输入电压、由所述电流检测电路检测出的输入电流和由所述电压检测电路检测出的输出电压，控制所述开关元件的导通/断开动作。

9.一种充电装置，其特征在于，该充电装置具有：

权利要求1～8中的任意一项所述的功率因数改善电路的控制装置；以及

直流-直流转换器，其对从所述功率因数改善电路输出的电压进行直流-直流转换，生成充电用的直流电压。

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