CN103607121A - 一种变换器串联电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种变换器串联电路，包括至少两组相同的电源变换器初级绕组单元和均压电容，每组初级绕组单元由相同的初级绕组和控制该初级绕组通断的开关管组成，各开关管的栅极加有同步的驱动信号，初级绕组同相控制且共磁芯；各初级绕组单元相互串联，各均压电容相互串联；各初级绕组单元的串联点与各均压电容的均压串联点相连接形成各自对应的回路，所述各初级绕组单元的串联点与各均压电容的串联点之间连接有阻抗器件。本发明在每个开关周期内，流经上下开关管电流的一致性有明显提升，可以使现有变换器串联电路技术中存在的三个缺陷，得到明显的改善。

Description

一种变换器串联电路

技术领域

本发明涉及一种变换器串联电路，特别涉及一种DC-DC或DC-AC变换器串联电路。

背景技术

当输入母线电压较高时，为解决开关管电压应力过高的问题，可以采用变换器串联的电路结构。另外，当单个变换器的输出功率容量有限时，同样可以采用变换器串联的方式来增加总的输出功率容量。但在实际电路中，相互串联的变换器的参数不可避免的存在离散性，这可能会造成上下开关管的工作电压偏移，超过开关管的耐压值，导致变换器不能安全工作。可以预想，在变换器串联的电路结构中，均压技术是其中的关键技术之一。

图1是一种公知的具有自动均压功能的变换器串联的电路结构，该电路结构发表于《电工技术杂志》2001年第5期的《耐高压重叠式反激DC-DC变换器设计》。2001年8月24日，艾默生网络能源有限公司采用了与之类似的电路结构申请了名为《一种用于电源变换器的均压电路》的专利，公开号为CN1126236。

公知的双变换器串联的电路原理图如图1所示。

与一般的单端反激变换的不同之处在于，双变换器串联电路的变换器一次绕组被分成完全相同的两部分N1和N2，N1和N2分别由开关管Q1和Q2来控制通断。Q1和Q2的栅极加有同步的驱动信号。这样，由于N1、N2的一致性和Q1、Q2的同步工作，A点的电位被均压为

$V_A=\frac{1}{2}{V}_g$ ................................式（1）

于是，Q1和Q2所承受的电压应力为：

$V_{\mathrm{ds}}=\frac{1}{2}{V}_g+N\·V_o$ ............................式（2）

式中V_g为输入直流电压，V_o输出电压，N为绕组N1与输出主绕组的匝比。

这里，C1、C2用于在开机瞬间建立均等的上下管工作电压，并在电源工作后仍具有均压和滤除瞬态扰动所造成的中点电压偏离的作用。

在图1中，由于绕组N1和N2的对称性和采用了相同的C1和C2，如果中点电压V_A发生偏移，电路将能够自动纠正。

当输入电压均压时，上下两个反激变换器工作一致，没有能量交换，只有两个反激变换器原边激磁电感储能，其等效电路如图2所示，其中，Lk1、Lk2为两个反激变换器相应的漏感，Lm1、Lm2为两个变换器的激磁电感。

当两个变换器输入电压不一致时，两个反激变换器存在能量交换。由于两个原边绕组同名端相同，为正激关系，即变压器关系，则能量从输入电压高的那一路灌到输入电压低的那一路，实现均压。假设V_C1＞V_C2，这时均压电路的工作状态的等效电路及功率流向如图3所示。

均压过程具体描述如下：假如由于某种原因，A点的电位下移，即出现V_C1＞V_C2的情况。当开关管Q1、Q2被驱动的瞬间，由于Q1导通，N1绕组电压V₁＝V_C1，又由于绕组N1与N2紧密耦合，所以有V₂＞V_C2，在这种情况下，Q2的漏极、源极间反向偏置，Q2的体二极管Qd2导通，电流反向流过Qd2和绕组N2；Q1正向导通。根据电流的流经方向，V_C1将下降，V_C2将上升，所以V_C1与V_C2的不一致将被纠正。

上述的变换器串联电路结构具有的缺点为：

1.上下开关管的均流效果不佳。

在实际使用时，电容C1、C2通常使用高压电解电容，受制造工艺的影响，即使是同一批次的电解电容，它们的等效串联电阻值都有较大的离散性。由于等效串联电阻存在差异以及原边峰值电流侦测电阻的存在，使得均压电流流经路径N1-Q1-C1-N1和N2-Q2-C2-N2中的等效阻抗不相等；并且，当C1、C2使用电解电容时，等效串联电阻（ESR）及侦测电阻是影响回路阻抗差异的主要因素。

在开关静止时，在回路阻抗上不产生压降，C1、C2及上下两个变换器上的电压均等；在开关动作时，会在有差异的回路阻抗上产生有差异的压降，从而导致上下开关管的电压不均等，进而出现自动均压过程。

因此，在连续的开关动作中，上下两个变换器的工作电压会持续存在差异，自动均压的过程会持续存在，从而使得流经Q1和Q2的电流存在差异。当系统采用原边峰值电流控制时，很可能误操作。

流经上下开关管电流偏差值的大小为：

$\mathrm{\ΔI}\left(t\right)=I_1\left(t\right)-I_2\left(t\right)=\frac{\mathrm{\ΔV}}{R_{\mathrm{eq}1}}\·(1-e^{-\frac{{\mathrm{tR}}_{\mathrm{eq}1}}{{\mathrm{Lk}}_1}})-\frac{\mathrm{\ΔV}}{R_{\mathrm{eq}2}}\·(1-e^{-\frac{{\mathrm{tR}}_{\mathrm{eq}2}}{{\mathrm{Lk}}_2}})$

$\⇒\mathrm{\ΔI}\left(t\right)=\mathrm{\ΔV}\·\frac{R_{\mathrm{eq}2}-R_{\mathrm{eq}1}}{R_{\mathrm{eq}1}\·R_{\mathrm{eq}2}}+\mathrm{\ΔV}\frac{R_{\mathrm{eq}1}\·e^{-\frac{{\mathrm{tR}}_{\mathrm{eq}2}}{{\mathrm{Lk}}_2}}-R_{\mathrm{eq}2}\·e^{-\frac{t{R}_{\mathrm{eq}1}}{{\mathrm{Lk}}_1}}}{R_{\mathrm{eq}1}\·R_{\mathrm{eq}2}}$

其中，R_eq1与R_eq2分别是均压电流流经路径N1-Q1-C1-N1和N2-Q2-C2-N2中的等效阻抗（不包含漏感的等效阻抗）；ΔV是V_C1与V_C2压差。由上述可知，当R_eq1与R_eq2相等时，流经上下开关管的电流差ΔI(t)几乎为零；R_eq1与R_eq2相差越大，流经上下开关管的电流差ΔI(t)也会越大。一个开关周期内的ΔI(t)会最终导致流经Q1、Q2的峰值电流存在差值。试验和仿真都证明，当R_eq1＞R_eq2时，流经Q1的峰值电流小于流经Q2的峰值电流；当R_eq1＜R_eq2时，流经Q1的峰值电流大于流经Q2的峰值电流；这严重影响原边峰值电流的控制。峰值电流差异也会使上下开关管温升存在差异，降低了电路的可靠性。

使用公知的图1的电路，做成最高输入电压600VDC，输出24VDC，输出电流为0.42A的变换器，即输出功率10W。电路的主体结构为两个共磁芯的反激变换器串联，主要参数为：电容C1、C2为4.7uF/400V电解电容（它们的等效串联电阻可能有偏差），Q1、Q2为N-MOS管且加有同步的驱动信号。

当由C1的等效串联电阻比C2等效串联电阻大（受高压电解电容制造工艺的影响，这种情况完全有可能存在），或者其他原因，导致回路N1-Q1-C1-N1的等效阻抗R_eq1较回路N2-Q2-C2-N2的等效串联阻抗R_eq2大7.35Ω左右时，在输入400VDC，输出24V/0.42A的条件下测得流经上下开关管的电流峰值如表一所示，电流波形如图4-1、图4-2所示。

表一

当C1的等效串联电阻比C2等效串联电阻小（受高压电解电容制造工艺的影响，这种情况同样有可能存在），或者其他原因，导致回路N1-Q1-C1-N1的等效阻抗R_eq1较回路N2-Q2-C2-N2的等效串联阻抗R_eq2小7.35Ω左右时，在输入400VDC，输出24V/0.42A的条件下测得流经上下开关管的电流峰值如表二所示，电流波形如图5-1、图5-2所示。

表二

由上述数据可知：

1.由于上下变换器均压回路阻抗大小的差异，会导致流经上下开关管的的电流峰值存在明显差异，会严重影响原边峰值电流控制。

2.由于流经上下开关管的峰值电流存在差异，在同步控制的开关管Q1和Q2在关断瞬间，Q1和Q2漏源两极所承受的瞬态尖峰电压会有较大差异。

3.由于缺点1和缺点2的存在，会导致上下开关管的温升情况不一致。当电路用于大功率输出场合时，这种缺点会大大降低电路的可靠性。

发明内容

有鉴如此，本发明的目的在于提供一种变换器串联电路，可以使流经变换器串联电路中的上下开关管的电流在每个开关周期内最大程度上保持一致，提高电路的可靠性。

为解决上述技术问题，一种变换器串联电路，包括至少两组相同的电源变换器初级绕组单元和均压电容，每组初级绕组单元由相同的初级绕组和控制该初级绕组通断的开关管组成，各开关管的栅极加有同步的驱动信号，初级绕组同相控制且共磁芯；各初级绕组单元相互串联，各均压电容相互串联；各初级绕组单元的串联点与各均压电容的均压串联点相连接形成各自对应的回路，所述各初级绕组单元的串联点与各均压电容的串联点之间连接有阻抗器件。

所述的阻抗器件为电阻或电感。

所述电阻的阻抗值为该电阻所在两相邻回路的阻抗差值的3～6倍。

本发明还可以通过以下技术措施来实现：一种变换器串联电路，包括两组相同的电源变换器初级绕组单元和均压电容，每组初级绕组单元由相同的初级绕组和控制该初级绕组通断的开关管组成，各开关管的栅极加有同步的驱动信号，初级绕组同相控制且共磁芯；两初级绕组单元相互串联，两均压电容相互串联；两个初级绕组单元的串联点与两均压电容的均压串联点相连接，在均压串联点与两个均压电容之间分别串接一个阻抗相等的电阻。

本发明的原理是，当所述各初级绕组单元的串联点与各均压电容的串联点之间连接有阻抗器件后，上述相邻单元回路的阻抗值R_eq1、R_eq2同等增大，|R_eq1-R_eq2|保持不变，

大为减小，从而ΔI(t)大为减小，流经上下开关管的峰值电流趋于均等。此时，电路仍然具有很好的均压功能。

本发明的优点在于所述各初级绕组单元的串联点与各均压电容的串联点之间连接有阻抗器件后，在每个开关周期内，流经上下开关管电流的一致性有明显提升，可以使现有变换器串联电路技术中存在的三个缺陷，得到明显的改善。

附图说明

图1为现有技术的双变换器串联电路的原理图。

图2为现有技术的双变换器串联电路均压时开关管导通时候的等效电路。

图3为现有技术的双变换器串联电路不均压时开关管导通时候的等效电路。

图4-1采用现有技术电路图1，当回路N1-Q1-C1-N1的等效阻抗较回路N2-Q2-C2-N2大7.35Ω时，流经上下开关管电流差ΔI(t)的实测波形。取流向电容中点为正方向。

图4-2采用现有技术电路图1，当回路N1-Q1-C1-N1的等效阻抗较回路N2-Q2-C2-N2大7.35Ω时，流经上下开关管Q1、Q2的实测波形。

图5-1采用现有技术电路图1，当回路N1-Q1-C1-N1的等效阻抗较回路N2-Q2-C2-N2小7.35Ω时，流经上下开关管电流差ΔI(t)的实测波形。取流向电容中点为正方向。

图5-2采用现有技术电路图1，当回路N1-Q1-C1-N1的等效阻抗较回路N2-Q2-C2-N2小7.35Ω时，流经上下开关管Q1、Q2的实测波形。

图6为本发明的变换器串联电路第一实施例的电路图

图7-1采用本发明电路图6，当回路N1-Q1-C1-N1的等效阻抗较回路N2-Q2-C2-N2大7.35Ω时，流经上下开关管电流差ΔI(t)的实测波形。取流向电容中点为正方向。

图7-2采用本发明电路图6，当回路N1-Q1-C1-N1的等效阻抗较回路N2-Q2-C2-N2大7.35Ω时，流经上下开关管Q1、Q2的实测波形。

图8-1采用本发明电路图6，当回路N1-Q1-C2-C1-N1的等效阻抗较回路N2-Q2-C2-N2小7.35Ω时，流经上下开关管电流差ΔI(t)的实测波形。取流向电容中点为正方向。

图8-2采用本发明电路图6，当回路N1-Q1-C2-C1-N1的等效阻抗较回路N2-Q2-C2-N2小7.35Ω时，流经上下开关管Q1、Q2的实测波形。

图9为本发明的变换器串联电路第二实施例的电路图。

图10为本发明电路的扩容原理示意图。

具体实施方式

图6为本发明第一实施例，如图6所示，与现有技术电路图1的不同处在于：在变换器初级绕组单元中点与均压电容中点之间串接电阻R，电路的主体为反激式变换器，电路的工作原理为：

变换器的一次绕组被分成相同的两部分N1和N2，N1和N2分别由开关管Q1和Q2来控制通断。Q1和Q2的栅极加有相同的驱动信号。变换器串联中点与电容串联中点A之间用电阻R连接，由于N1、N2的一致性和Q1、Q2的同步工作，A点的电位被均压为

$V_A=\frac{1}{2}{V}_g$ ………………………………………式（3）于是，Q1和Q2所承受的电压应力为：

$V_{\mathrm{ds}}=\frac{1}{2}{V}_g+N\·V_o$ ……………………………………式（4）

式中V_g为输入直流电压，V_o输出电压，N为绕组N1与输出主绕组的匝比。

这里，C1、C2用于在开机瞬间建立均等的上下管工作电压，并在电源工作后仍具有均压和滤除瞬态扰动所造成的中点偏离的作用。

因为绕组N1和N2的对称性和采用了相同的C1和C2，如果中点电压V_A发生偏移，电路将能够自动纠正。其自动均压原理与前述的公知电路图1一致。

在实际使用时，由于C1、C2的等效串联电阻，N1、N2绕组的阻抗，以及开关管的导通电阻的差异性以及原边峰值电流侦测电阻的存在，导致回路N1-Q1-R-C1-N1的等效阻抗R_eq1较回路N2-Q2-R-C2-N2的等效串联阻抗R_eq2不可避免的存在差值|R_eq1-R_eq2|。有上述的分析可知，此时，流经上下开关管电流会存在差异。

当在变换器中点与均压电容中点串接阻抗R之后，|R_eq1-R_eq2|值仍维持不变，R_eq1、R_eq2同等的增加电阻R所具有的阻抗。当R的阻抗较|R_eq1-R_eq2|适当取大时，优先取R的阻抗较|R_eq1-R_eq2|大3～6倍，可使

足够小；从而在很大程度上减小ΔI(t)的值，保证上下开关具有良好的均流效果。

下面以两组实际测试数据说明本实施例的效果。

如图6所示，同样做成输入电压600VDC，输出24VDC，输出电流为0.42A的变换器，即输出功率10W。电路的主体结构为两个共磁芯的反激变换器串联，主要参数为：电容C1、C2为4.7uF/400V电解电容，Q1、Q2为N-MOS管且加有同步的驱动信号，电阻R在本发明中取值33Ω,其他参数均与测试公知电路缺点时保持一致。这样，与公知的电路图1相比，回路N1-Q1-C1-N1的等效阻抗R_eq1与回路N2-Q2-C2-N2的等效阻抗R_eq2的差值ΔR维持不变，但R_eq1、R_eq2都均等的增加了33Ω，则大为减小。

当由C1的等效串联电阻比C2等效串联电阻大（受高压电解电容制造工艺的影响，这种情况完全有可能存在），或者其他原因，导致回路N1-Q1-C1-N1的等效阻抗R_eq1较回路N2-Q2-C2-N2的等效串联阻抗R_eq2大7.35Ω左右时，在输入400VDC，输出24V/0.42A的条件下测得流经上下开关管的电流峰值如表三所示，电流波形如图7-1、图7-2所示。

表三

当C1的等效串联电阻之和比C2等效串联电阻之和小（受高压电解电容制造工艺的影响，这种情况同样有可能存在），或者其他原因，导致回路N1-Q1-C1-N1的等效阻抗R_eq1较回路N2-Q2-C2-N2的等效串联阻抗R_eq2小7.35Ω左右时，在输入400VDC，输出24V/0.42A的条件下测得流经上下开关管的电流峰值如表四所示，电流波形如图8-1、图8-2所示

表四

用表三、与表四的数据分别与表一、表二的数据进行对比，可以看到，在同等输入输出条件下，本发明的变换器串联电路和现有的变换器变换器串联电路相比，在每个开关周期内，上下开关管有非常明显的均流效果。

由公知电路的缺点分析可知，本发明电路改善了变换器串联电路的均流效果之后，同样会对上述缺点2和缺点3有一定改善。

另外，在高频线路中，电容所具有的容抗，以及电感所具有的感抗阻抗与电阻具有相同的作用。因此，上述的R应不仅只包含电阻。事实上，当将R替换成一个电感时，同样有利于改善均流效果。

上述实施例是对两组串联单元电路的分析，当两组以上的串联单元组成的情况下，只要在每个初级绕组单元的串联点与各均压电容的串联点之间连接阻抗器件，都可以实现同样的效果。

图9为本发明的变换器串联电路第二实施例的电路图，在串联单元的均压串联点与两个均压电容之间分别串接一个阻抗相等的电阻。具体在中点A与C1的阴极之间串接阻抗R1，中点A与C2的阳极之间串接阻抗R2。当R1、R2阻抗相等时，|R_eq1-R_eq2|维持不变，R_eq1、R_eq2同等的增加，同样可以减小

值。进而达到改善上下开关管均流的效果。

图10为本发明电路的扩容原理示意图。当输入电压很高时，可能是多个变换器初级绕组单元串联，用于均压的电容也要多个电容分组串联成一个均压单元。初级绕组单元的连接点与均压单元的连接点之间用电阻相连。其原理与实施例一相同，其功率容量增加。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。对于本技术领域的技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。由实施方式中的原理可知，任何有利于减小

值的方法都具有上述的有益效果。

Claims (5)

1.一种变换器串联电路，包括至少两组相同的电源变换器初级绕组单元和均压电容，每组初级绕组单元由相同的初级绕组和控制该初级绕组通断的开关管组成，各开关管的栅极加有同步的驱动信号，初级绕组同相控制且共磁芯；各初级绕组单元相互串联，各均压电容相互串联；各初级绕组单元的串联点与各均压电容的均压串联点相连接形成各自对应的回路，其特征在于：所述各初级绕组单元的串联点与各均压电容的串联点之间连接有阻抗器件。

2.根据权利要求1所述的一种变换器串联电路，其特征在于：所述的阻抗器件为电阻。

3.根据权利要求1所述的一种变换器串联电路，其特征在于：所述电阻的阻抗值为该电阻所在两相邻回路的阻抗差值的3～6倍。

4.根据权利要求1所述的一种变换器串联电路，其特征在于：所述的阻抗器件为电感。

5.一种变换器串联电路，包括两组相同的电源变换器初级绕组单元和均压电容，每组初级绕组单元由相同的初级绕组和控制该初级绕组通断的开关管组成，各开关管的栅极加有同步的驱动信号，初级绕组同相控制且共磁芯；两初级绕组单元相互串联，两均压电容相互串联；两初级绕组单元的串联点与两各均压电容的均压串联点相连接，其特征在于：在均压串联点与两个均压电容之间分别串接一个阻抗相等的电阻。

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