CN103513685B - 具有自动补偿的电流模式电压调节器 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种具有自动补偿的电流模式电压调节器。一种用于自动补偿电压调节器的方法最初将误差放大器和补偿网络从反馈环路断开。将DC偏压施加到所述反馈环路，以致使所述调节器的输出电压处于其标称值的90%。接着将AC扰动信号添加到所述DC偏压，以致使所述输出电压在所述AC信号的频率下具有纹波。接着测量所述反馈环路的增益以及所述AC信号与所述纹波之间的相位差。接着将测得值用于自动调整所述误差放大器和所述补偿网络的操作特性，使得当这些组件在正常操作期间连接回所述反馈环路中时，所述反馈环路在所述AC信号的所述频率下(例如在所述环路的单位增益频率下)具有所要增益和相位裕量。
Description
技术领域
本发明涉及电压调节器，且明确地说，涉及一种具有自动补偿以用于改进反馈环路的稳定性的电流模式电压调节器。
背景技术
电流模式电压调节器通过调节穿过电感器的电流来调节输出电压。所述调节器使用相对较快的电流反馈环路(其感测电流)和较慢的电压反馈环路(其感测电压)两者来控制输出电压。归因于反馈环路中的相移和延迟，稳定性是关心的问题。可通过选择连接到电压反馈环路的补偿组件(例如电容器-电阻器网络)来避免振荡，所述补偿组件衰减高于某一频率的环路增益，且提供所要相移。基于调节器的最终设计来确定最佳组件值，且通常要求用户计算或手动测试并决定最佳组件值。补偿调节器的一种方法是在误差放大器的输出处，在调节器芯片外部添加电容器-电阻器网络。然而，这要求用户手动优化调节器以在反馈环路的所要单位增益频率(交越频率)下具有所要相位裕量，且优化调节器的性能的复杂性通常超出了不是有经验的电源设计者的用户的技术水平。
不希望使用预定组件值来简单地补偿调节器以保证最差情况条件(例如，随时间过去的参数变化)下的稳定性，因为瞬态性能无法优化。
因此，需要一种快速自动补偿技术，其自动测试(识别)电流模式电压调节器的初始特性，接着自动调整调节器的特性以最佳地补偿所述特性，以便为用户的特定需要定制调节器。所述技术必须避免自动补偿过程期间的不稳定性和输出电压过冲。自动补偿的系统应具有高带宽，以提供快速的瞬态响应和充足的稳定性裕量。
发明内容
本发明描述一种用于自动补偿电流模式电压调节器的电路技术和方法。
在本发明的一个实施例中，所述调节器包含误差放大器Hv(其可为跨导放大器)，其正常接收经划分输出电压(反馈电压Vfb)，并将所述电压与参考电压Vref进行比较。可使用电阻器分压器来产生所述经划分输出电压。在所述调节器的正常操作期间，通过电容器-电阻器网络来补偿误差放大器Hv的输出以产生阈值电压(Vith)。当在切换循环的开始接通调节器的电力开关时，通过脉冲宽度调制(PWM)比较器将对应于穿过输出电感器的斜变电流的电流感测电压与所述阈值电压进行比较。升高的电流感测电压越过阈值电压会断开电力开关，直到下一切换循环开始为止。所述切换通常是以200KHz或更高的速率进行。此反馈导致经划分的输出电压近似等于参考电压。
在本发明技术的一个实施例中，在调节器的启动期间(例如，当施加电力时)，误差放大器Hv及其补偿网络从反馈环路有效地断开。将经划分输出电压Vfb施加到减法器(差分放大器)的一个输入，且将DC偏压施加到减法器的另一输入。DC电压Vdc代替了经划分输出电压与之比较的参考电压。将减法器的输出作为阈值电压Vith施加到PWM比较器的输入，以用于设定电力开关的工作循环。因此，将经划分输出电压控制为非常接近DC电压。将最大DC电压设定为使得调节器的最大输出电压稍小于标称输出电压(例如90%)。在一个实施例中，使DC电压斜升到其最大目标电压，以提供调节器的软启动，且限制穿过电力开关的峰值电流。
在一个实施例中，经由放大器将经划分输出电压Vfb连接到减法器输入。如有需要，放大器将具有增益kp的比例反馈信号供应到减法器，以防止自动补偿阶段期间的不稳定性。放大器因此控制自动补偿过程期间的环路增益。放大器是任选的。在一个实施例中，放大器的增益从单位增益到任何正增益是可控制的。
接下来，将可为几个正弦波脉冲或接近正弦波的简化波形的AC扰动信号Vac注入到DC电压Vdc之上，其中将Vac的频率设定为反馈环路的所要单位增益频率。单位增益频率也称为交越频率，且可由用户确定。所述用户还识别所述环路在交越频率下的所要相位裕量，例如大于45度。反馈环路的所要交越频率将通常接近用于降压转换器的电力开关的切换频率的1/6到1/10。Vac应具有足够小的振幅，使得调节器的输出电压不超过最大输出电压。在一个实施例中，正弦波的振幅是施加到减法器的总补偿电压(Vc)的5%到10%。
作为响应，调节器的经划分输出电压将为具有某一振幅和相位的正弦波(具有DC偏置)。接着将经划分输出电压正弦波的振幅和相位与所注入正弦波的振幅和相位进行比较，以得出交越频率下的振幅比(环路增益)和相位差。所述方法的此阶段被称为系统识别。
接着将测得振幅比和相位差以及所要交越频率和相位裕量应用于查找表或算法。查找表或算法接着识别误差放大器Hv(如果其为跨导放大器)的所需跨导(gm)以及所需的补偿电路特性(例如，时间常数)，以致使调节器在正常操作期间具有所要交越频率和所要相位裕量。自动补偿电路接着将误差放大器的gm以及补偿电路中的电阻器的值调整为具有所计算的值。这将防止正常操作期间的振荡。所述方法的此阶段被称为补偿调整。
接下来，通过重新连接(或启用)经调整的误差放大器和经调整的补偿网络来闭合反馈环路。在系统识别阶段期间产生DC值的电压源或另一电压源接着产生用于正常操作的误差放大器的固定参考电压。所述方法的此阶段称为环路闭合。
最后，正常地操作调节器，其中归因于反馈环路致使经划分输出电压大约等于参考电压，经调整的误差放大器和经调整的补偿网络致使输出电压斜升到所要输出电压的100%。
可与调节器控制器在同一芯片上或在单独芯片上实施自动补偿电路。所述芯片至少包含补偿网络中的可调整电阻器以及可调整误差放大器。
在一个实施例中，自动补偿电路包含由数字控制器控制的数/模转换器，用于在系统识别阶段期间产生DC和正弦波信号。控制器可为状态机。控制器在系统识别阶段期间从模/数转换器接收振幅和相位信号，且控制补偿调整电路以调整误差放大器的gm以及补偿电路中的电阻器的值。补偿电路和误差放大器是模拟电路。
在另一实施例中，补偿电路和误差放大器可为具有可调整传递函数的等效功能数字电路。使用系统识别阶段期间的振幅和相位信息来调整数字电路的传递函数。将经划分输出电压转换为数字信号以供数字电路处理。在自动补偿技术完成之后，在正常操作期间，数字电路产生等效于经补偿的误差放大器输出信号的经补偿数字信号。接着将数字信号转换为模拟信号，且施加到减法器。减法器接着将经划分输出电压从模拟信号减去，以产生阈值电压(Vith)以施加到PWM比较器。
描述了其它实施例。
附图说明
图1说明启动时的电流模式电压调节器，其中误差放大器Hv及其补偿网络从反馈环路断开。
图2说明所述调节器，其中在软启动阶段期间将DC电压施加到减法器以使调节器的输出斜升到其标称输出电压的约90%。
图3说明在自动补偿过程的各个阶段，施加到减法器的经组合的DC偏置与补偿扰动电压(Vc)，以及调节器的经划分输出电压(Vfb)，其中所述经划分输出电压是响应于Vc。
图4说明具有在系统识别阶段期间与DC电压相加的正弦波扰动电压Vac的调节器。
图5说明自动补偿过程的系统识别阶段期间的Vc和Vfb信号。
图6说明本发明的一个实施例中的误差放大器和补偿网络，其中误差放大器的gm是可调整的，且补偿网络中的电阻器Rth值是可调整的。可使用额外电容器Cthp来对高频噪声进行滤波。
图7说明其中可在过程的补偿调整阶段期间调整误差放大器的gm的许多方式中的一者。
图8A说明其中可在过程的补偿调整阶段期间调整补偿网络中的电阻器的值的许多方式中的一者。
图8B说明其中可在过程的补偿调整阶段期间调整补偿网络中的电容器的值的许多方式中的一者。
图9说明其中可在过程的补偿调整阶段期间调整补偿网络中的电阻器的值的许多方式中的另一者。
图10说明连接到可调整误差放大器的替代补偿电路。
图11说明在补偿调整阶段之后从调节器断开(或停用)的自动补偿电路，且通过将误差放大器和补偿网络重新连接到反馈环路中来闭合所述环路。
图12说明连接到误差放大器和补偿网络以控制其特性的自动补偿系统的实施例。
图13说明以数字方式执行误差放大器和补偿网络的功能的自动补偿系统的实施例。
图14说明可如何将本发明应用于任何类型的电流模式电压调节器拓扑以提供自动补偿。
图15是识别在本发明的一个实施例期间执行的各种步骤的流程图。
相同或等效的元件以相同标号标记。
具体实施方式
各个图通过仅突出显示在该阶段期间使用的硬件来说明自动补偿过程的阶段，但实际调节器硬件在所述过程期间不变。将结合图15的流程图描述所述图。
图中使用常规电流模式降压调节器的实例；然而，自动补偿技术可应用于所有类型的电流模式调节器。
图1说明根据本发明一个实施例而修改的某一电流模式调节器的常规方面。由于电流模式调节器是众所周知的，因此本文为了完整性仅提供其正常操作的简要阐释。
将未经调节的输入电压源10施加到电力开关12，其可为晶体管。驱动器14控制电力开关12和同步整流器开关16(其可为晶体管)的工作循环。在另一实施例中，使用二极管来代替同步整流器。当闭合电力开关12时，电感器18传导斜坡电流，且此电流被各种装置感测。所述电流可由与电感器18串联的低值电阻器感测，其中将电阻器上的电压降施加到差分放大器，以产生与所述电流成比例的感测电压。在图1中，框Ri表示电感器电流的等效电流传感器传递函数。电感器电流还可由与电力开关12并联的参考晶体管或通过其它方式感测。
斜坡电流由与其寄生电阻器RCo串联的输出电容器Co平滑。将输出电压Vo施加到负载RL。
为了实现调节，输出电压由电阻器分压器(由比例电路Kv表示)划分。通常，通过误差放大器20(其可为跨导放大器)将此经划分输出电压(Vfb)与固定参考电压进行比较，且反馈环路控制电力开关12的工作循环，以使经划分输出电压维持大约等于参考电压。
误差放大器20的输出连接到电阻器-电容器补偿网络(图1中未展示)以产生阈值电压(Vith)。补偿网络具有防止反馈环路中的振荡的特性。Vith连接到PWM比较器22的一个输入，且其另一输入经连接以接收电流感测信号。如所属领域的技术人员将理解，在其它实施例中，其它信号可连接到PWM比较器22。
当电流感测信号越过Vith时，驱动器14断开电力开关12，且接通同步整流器16。因此，调节穿过电力开关12或电感器18的峰值电流。接着通过同步整流器16使电感器18放电，以斜降所述电流。输出电容器Co滤出纹波。
时钟接着通过致使驱动器14接通电力开关12来再次开始切换循环。还使用其它技术来开始所述循环，例如通过检测穿过电感器18的电流何时开始反向或其它方法。
图1说明在启动后，在将电力初始施加到调节器后的调节器的功能方面。图15中的步骤26识别断电情况，且步骤28识别调节器正启动。在调节器的寿命中，自动补偿技术只需在其首次启动时实施一次。在另一实施例中，包含复位功能，以在用户希望改变补偿特性的任何时间执行自动补偿技术。在另一实施例中，每当对调节器加电时执行自动补偿技术。
在图15的步骤29中，且如图1中所示，误差放大器20和补偿网络从反馈环路断开或停用。断开可经由开关进行，且停用可通过关闭到误差放大器20的电力进行。
任选放大器32产生与经划分输出电压(Vfb)成比例的信号。其增益可为单位一或任何正增益，且使用放大器32来防止自动补偿过程期间调节器的不稳定性，稍后将描述。
接下来，在步骤30中，如图2中所示，将产生Vdc的电压源34施加到减法器38(差分放大器)的第一输入。将经划分输出电压(假定放大器32的增益为一)施加到减法器38的第二输入。调节器的工作循环由施加到减法器38的两个信号之间的差决定，因为减法器38的输出提供阈值电压(Vith)。施加到减法器38的第一输入的电压将称为Vc。
将Vdc斜变到最终电压以提供调节器的软启动，这限制了电力开关12的峰值电流。这导致输出电压斜升。设定最终Vdc，使得最大输出电压是标称输出电压的约90%。这是因为当稍后将正弦波添加到Vdc时，最大输出电压将不超过用户在正常操作期间想要的最大输出电压，以确保对任何组件无损害。可使用致使输出电压在其标称值的约80%与95%之间的任何DC值，其指示可允许的正弦波的最大振幅。
过程的此阶段称为软启动阶段，且在图3和15中展示。
图3将Vc信号展示为实线，且将所得Vfb信号展示为虚线。应注意在自动补偿过程期间，取决于环路增益，Vfb如何大体遵循Vc但被延迟且成比例。两条线在调节器的稳定状态正常操作期间重叠。
在图15的步骤40中，调节器的制造商或用户指定反馈环路的所要单位增益频率，也称为交越频率fc。低于交越频率的频率将不导致振荡。选择交越频率涉及调节器对负载条件的变化的响应性与避免振荡的能力之间的折衷。通常，将交越频率设定为在用于降压转换器的电力开关12的切换频率的1/6与1/10之间。这可依据不同拓扑而变化。典型的切换频率在100KHz与10MHz之间。
制造商或用户还选择在交越频率下的所要相位裕量，其将通常大于45度。在此上下文中，相位裕量是环路的输出信号(相对于其输入)的相位(以度为单位测量)与180度之间的差。通常，相位滞后(相对于输入)随频率而变化，逐步增加到超过180度，在此频率下输出信号变为反转或相对于所述输入反相。相位裕量因此随着频率接近反转开始的频率而减小。在存在负反馈的情况下，环路增益超过单位一的频率下的零或负相位裕量保证了不稳定性。因此，正相位裕量是确保电路的恰当(无振荡)操作的“安全裕量”。
图4说明过程的系统识别阶段，其在无任何补偿的情况下发生。控制与DC电压源34串联的正弦波产生器42，以在选定交越频率(fc)下且在不致使输出电压超过其最大值的振幅下产生正弦波。在图5中，将DC偏压加正弦波展示为电压Vc。限制振幅确保了将不会对连接到调节器的输出端子的组件造成任何过电压损害。将正弦波作为几个脉冲来施加(步骤44)，例如3到4个循环。如图5中所示，这将导致经划分输出电压(Vfb)大体上遵循Vc信号，但具有减小的振幅且具有相位延迟。纹波由输出电容器Co来稍微平滑。
在图5中，相位延迟由ΔT展示，且环路的增益由A2/A1识别。相位差为ΔT*fc*360度。在另一实施例中，正弦波无需为精确的模拟正弦波，而是可为具有离散电平的阶梯式信号，例如来自数/模转换器的信号，类似于正弦波。此些AC信号在本文中也称为正弦波。可使用其它合适的扰动信号，但正弦曲线信号是最简单的。
在另一实施例中，可在用户所需的任何频率(不仅是交越频率)下执行系统识别测试，且调节器将最终在所述频率下具有指定的相位裕量。还可指定多个频率点，且可对系统进行编程以优化各个频率点处的性能。
在步骤48中，检测所得的Vc和Vfb信号以得出环路增益和相位差。
如果误差放大器20和补偿网络曾连接在环路中且扰动信号被注入环路中，那么过冲、下冲或振铃可发生，从而使系统识别信息失真。因此，所述过程通过在所述过程的系统识别阶段期间将误差放大器和补偿网络的影响从环路去除来对常规自动补偿电路进行改进。另外，添加穿过放大器32的比例反馈环路确保了系统识别阶段期间的稳定性。将放大器32的增益设定为大于单位一还减少了自动补偿过程期间的DC误差。如果可接受的放大器32增益(Kp)为单位一，那么可省略放大器32，且Vfb信号直接连接到减法器38。Vfb/Vc增益总是低于1/Kp，因此在系统识别期间没有不稳定振荡的潜在风险。
低通滤波器可与放大器32串联连接，以衰减环路中的切换纹波和高频噪声。
在步骤50中，将所要交越频率、所要相位裕量、测得环路增益以及测得相位差应用于算法或查找表，以识别误差放大器20的gm以及实现所要交越频率和相位裕量所需的补偿器特性。查找表存储器中的此些预存储值可由模拟或经验值产生。在本文所述的实例中，补偿电路为电容器-电阻器网络，且可通过调整电阻器的值来合适地调整补偿器特性。在其它实施例中，可通过借助可控制开关或熔丝串联和/或并联连接电容器来调整电容器的值。
图6说明误差放大器20和补偿器网络的细节，其中误差放大器20的gm是可调节调整的，且电阻器Rth的电阻是可调整的。电阻器Rth和小电容器Cthp可与调节器和自动补偿电路在同一芯片上，且较大电容器Cth可在外部。调节器的规范可指定电容器Cth的所需值，以便使补偿计算准确。
步骤52是所述过程的补偿调整阶段的部分，其中调整误差放大器20的gm以及补偿网络中的电阻器Rth值以实现所要交越频率和相位裕量。应调整误差放大器20的gm，因此其gm是系统识别测试中的检测到的环路增益的倒数，使得当误差放大器20重新连接到环路中时的实际环路增益在指定交越频率下将为单位一。类似地，调整补偿网络(例如，调整其时间常数)以在补偿网络重新连接到环路中之后，使原本将致使实际相位裕量不同于交越频率下的所要相位裕量的任何相位差偏移。所需的相位偏移等于-(180度-PD-PM)，其中PD是测得相位差，且PM是作为目标的相位裕量。
图7说明用于通过选择性地并联连接可控制电流源I1到In来调整误差放大器20的gm的电路。每一电流源由差分放大器54的输出电压控制。查找表(其为数字控制器的部分)将对应于实现所要交越频率和相位裕量所需的所需gm的数字代码提供给解码器56。解码器56接着控制开关S1到Sn以并联连接指定数目的可控制电流源I1到In。电流源I1到In可全部为相同或经加权的，例如经二进制加权，以实现具有高精度的宽gm范围。解码器56和开关配置可被视为多路复用器。
图8A说明用于调整图6中的电阻器Rth的电阻以实现用于实现所要交越频率和相位裕量所需的补偿电路特性(例如，所要时间常数)的电路。查找表将对应于所需电阻的数字代码提供给解码器58。解码器58接着控制开关S1到Sn以并联连接指定数目的电阻器R1到Rn。电阻器R1到Rn可全部为相同或经加权的，例如经二进制加权，以实现具有高精度的宽Rth范围。解码器58和开关配置可被视为多路复用器。
如图8B中所示，除调整电阻值之外或代替于调整电阻值，可使用获得所需时间常数的类似技术来调整Cth或Cthp(图6)的电容值。在图8B中，通过开关S1到Sn选择性地并联连接电容器C1到Cn，以实现所要时间常数。电容器可经二进制加权。所有电容器可与调节器和自动补偿电路位于同一芯片上。
图9说明用于调整图6中的电阻器Rth的电阻以实现用于实现所要交越频率和相位裕量所需的补偿电路特性的另一电路。在图9中，在查找表和解码器60的控制下，电阻器R1到Rn的任何组合经串联连接，以产生Rth的所需值。
在用于调整电阻器Rth的另一电路中，可在比电力开关12的频率高10到40倍的频率下将固定电阻器切入和切出补偿网络，其中控制电阻器开关的工作循环以产生等效电阻。
图10说明包括电阻器Rth和电容器Cth和Cthp的补偿网络的不同配置。可如图8和9中所示调整电阻器Rth的值。
步骤64是图11中所示的所述过程的环路闭合阶段的部分。在图11中，经调整的误差放大器20和补偿网络(见图6或10)连接回到反馈环路中，且电压源34和42(图4)断开或停用。在一个实施例中，DC电压源34(图2)提供参考电压Vref。误差放大器20的经补偿的输出现在控制电力开关12的工作循环，以使经划分输出电压Vfb近似等于Vref。简单的开关可将误差放大器20连接回到环路中，或可以另一方式启用误差放大器20。Vref还作为固定偏压连接到减法器38，以使施加到减法器38的另一输入的比例经划分输出电压Vfb偏移。由于减法器38仍在反馈环路中，且由于Vref连接到减法器38(以及连接到误差放大器20的输入)，因此消除了环路闭合过程期间的任何不合意的下冲。
放大器32仍在环路中，因为在过程的系统识别阶段期间，放大器32曾是反馈环路的一部分。
步骤68是所述过程的正常操作阶段的部分，其中经调整的调节器现在以其正常方式操作，同时实现所要交越频率和相位裕量。输出电压从标称输出电压的初始90%斜升到标称输出电压的100%，因为Vref大于软启动阶段期间产生的DC电压。
在另一实施例中，自动补偿系统不调整误差放大器的gm，且仅调整补偿网络。
代替于额外反馈环路(含有放大器32)连接到减法器38的负输入，额外反馈环路可等效地连接到电流感测信号，因为电流感测信号和减法器38的输出由PWM比较器22进行比较。
在所述实例中，反馈环路是模拟的以获得对负载电流中的变化的快速且准确响应。图12说明用于模拟误差放大器和补偿电路的自动补偿电路的一个实施方案。在图12中，数字控制器70(例如状态机或其它逻辑电路)在调节器加电后即刻控制所述过程。控制器70控制图3中所示的各种阶段，且适当地控制开关以将误差放大器20从环路去除，并将其重新插入环路中。提供合适的外部控制终端，以用本文所述的所要信息来编程控制器70。在软启动阶段中，控制器70控制数/模转换器(DAC)72以施加图3中所示的DC电压。在系统识别阶段期间，控制器70控制DAC72以将正弦波添加到Vc信号(图4中所示)，且控制振幅/相位检测器74来检测环路增益和相位差(图5)，并将这些信号应用于查找表或算法，以识别对误差放大器20和补偿网络的所需调整。在补偿调整阶段期间，将查找表的数字输出应用于补偿调整电路76(图7到9)，以调整误差放大器的gm以及补偿网络中的电阻器Rth。查找表可能位于补偿调整电路76的块内。在环路闭合阶段期间，控制器70将误差放大器重新连接到环路中，且正常操作可开始。
代替于使用模拟误差放大器和补偿网络，在图13中以数字方式执行等效功能。数字控制器80控制所述过程的各个阶段。基于上文所述的各个阶段的结果来调整数字补偿器82的传递函数。以与上文所述的DAC72相同的方式来控制DAC84。通过ADC86将Vfb信号转换为数字信号，且增益和相位差信息由控制器80用来调整数字补偿器82的传送特性以实现所要的交越频率和相位裕量。在反馈环路中使用数字电路是众所周知的，且所属领域的技术人员可使用众所周知的逻辑电路技术来设计图13的电路。
尽管关于电流模式电压调节器的一个实例来描述所述过程，但所述过程适用于任何电流模式电压调节器或甚至电压模式调节器。图14说明正应用于调节器的各种实例(包含降压调节器(与图1相同)、升压调节器和降压-升压调节器)的自动补偿系统。电流模式控制结构包含峰电流模式控制、谷电流模式控制、平均电流模式控制、恒定接通时间控制(例如，使用单触发)、恒定断开时间控制以及滞后控制。所述方法可扩展到多相转换器。还可使用变换器耦合的调节器。可使用任何类型的电流感测。调制器94可为调整电力开关12的工作循环以实现经调节的输出电压的任何类型的调制器。
在另一实施例中，代替于仅在启动时进行自动补偿方法，可在调节器的稳态操作期间实施所述方法。举例来说，可在负载处于备用模式时周期性地进行所述过程。这确保随时间过去且在不同操作条件下的最佳操作。
虽然已展示并描述了本发明的特定实施例，但所属领域的技术人员将明白，可在其较广方面中不脱离本发明的情况下进行改变和修改，且因此所附权利要求书将在其范围内包含属于本发明的真实精神和范围内的所有此些改变和修改。
Claims (34)
1.一种用于自动补偿电压调节器的方法，所述调节器具有标称输出电压，所述方法包括：
将DC偏压施加到所述调节器中的反馈环路中的第一节点，以致使所述调节器的输出电压处于第一值；
将AC扰动信号施加到所述DC偏压，以致使所述调节器的输出电压在所述AC扰动信号的频率下具有纹波；
检测所述反馈环路的增益以及所述AC扰动信号与所述调节器的输出电压中的所述纹波之间的相位差；
使用所述检测到的增益和相位差来自动调整所述调节器中的一个或一个以上组件的操作特性，使得当所述一个或一个以上组件连接在所述反馈环路中时，所述反馈环路在所述AC扰动信号的所述频率下具有所要增益和相位裕量，其中所述一个或一个以上组件在所述施加所述AC扰动信号及检测所述反馈环路的所述增益以及所述AC扰动信号与所述调节器的输出电压中的所述纹波之间的所述相位差的步骤期间不连接在所述反馈环路中；以及
用所述反馈环路中的所述一个或一个以上组件来操作所述调节器，其中所述反馈环路检测所述调节器的所述输出电压，且调节一个或一个以上开关的工作循环以维持经调节的输出电压。
2.根据权利要求1所述的方法，其中所述AC扰动信号的所述频率经选择为大约是所述反馈环路的单位增益频率。
3.根据权利要求1所述的方法，其中所述一个或一个以上组件包括误差放大器，且其中所述自动调整所述一个或一个以上组件的操作特性的步骤包括调整所述误差放大器的跨导。
4.根据权利要求1所述的方法，其中所述一个或一个以上组件包括补偿网络，且其中所述自动调整所述一个或一个以上组件的操作特性的步骤包括调整所述补偿网络的特性。
5.根据权利要求4所述的方法，其中所述一个或一个以上组件包括具有电阻的补偿网络，且其中所述自动调整所述一个或一个以上组件的操作特性的步骤包括调整所述电阻的值。
6.根据权利要求4所述的方法，其中所述一个或一个以上组件包括具有电容的补偿网络，且其中所述自动调整所述一个或一个以上组件的操作特性的步骤包括调整所述电容的值。
7.根据权利要求4所述的方法，其中调整所述补偿网络的所述特性包括调整所述补偿网络的时间常数。
8.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括所述反馈环路将与所述调节器的所述输出电压成比例的第一电压与用以致使所述调节器的所述输出电压具有所述纹波的所述DC偏压与AC扰动信号的和进行比较。
9.根据权利要求8所述的方法，其中将所述第一电压以及所述DC偏压与所述AC扰动信号的所述和施加到减法器的输入，其中所述减法器的输出设定所述一个或一个以上开关的工作循环。
10.根据权利要求1所述的方法，其中所述经调节的输出电压为标称输出电压，且其中所述施加所述DC偏压的步骤致使所述调节器的输出电压小于所述标称输出电压。
11.根据权利要求10所述的方法，其中所述将AC扰动信号施加到所述DC偏压的步骤致使所述调节器的输出电压不超过预定最大输出电压。
12.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括通过所述反馈环路中的放大器来放大所述调节器的反馈输出电压，其中所述将AC扰动信号施加到所述DC偏压的步骤包括将所述AC扰动信号与DC偏压的和施加到减法器的第一输入，且将经放大的反馈输出电压施加到所述减法器的第二输入，其中所述减法器的输出是与穿过所述调节器的电力开关的斜变电流进行比较的阈值电压。
13.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括产生与所述调节器的所述输出电压成比例的第一电压，其中所述将AC扰动信号施加到所述DC偏压的步骤包括将所述AC扰动信号与DC偏压的和施加到减法器的第一输入，且将所述第一电压施加到所述减法器的第二输入，其中所述减法器的输出是与穿过所述调节器的电力开关的斜变电流进行比较的阈值电压。
14.根据权利要求13所述的方法，其中所述操作所述调节器的步骤包括将参考电压施加到所述减法器的所述第二输入，且将误差放大器的输出施加到所述减法器的第三输入，所述误差放大器将反馈电压与所述参考电压进行比较。
15.根据权利要求1所述的方法，其中所述使用所述检测到的增益和相位差来自动调整所述调节器中的一个或一个以上组件的操作特性的步骤包括选择性地互连补偿网络中的多个电阻器以实现所述补偿网络的所要时间常数。
16.根据权利要求1所述的方法，其中所述使用所述检测到的增益和相位差来自动调整所述调节器中的一个或一个以上组件的操作特性的步骤包括选择性地互连跨导放大器中的多个可调整电流源以实现所述跨导放大器的所要跨导。
17.根据权利要求1所述的方法，其中所述施加所述DC偏压、施加所述AC扰动信号、检测所述增益和相位差以及使用所述检测到的增益和相位差来自动调整所述调节器中的一个或一个以上组件的操作特性的步骤是在数字控制器的控制下自动进行的。
18.根据权利要求1所述的方法，其中所述反馈环路包含数字电路，所述数字电路产生阈值电压以与穿过所述调节器中的电力开关的电流斜坡进行比较以调节所述调节器的输出电压。
19.根据权利要求1所述的方法，其中所述反馈环路仅包含模拟电路，所述模拟电路产生阈值电压以与穿过所述调节器中的电力开关的电流斜坡进行比较以调节所述调节器的输出电压。
20.根据权利要求1所述的方法，其中所述调节器是电流模式电压调节器，且其中所述反馈环路产生与穿过所述调节器中的电力开关的斜变电流进行比较的阈值电压。
21.根据权利要求1所述的方法，其中在将电力施加到所述调节器后即刻自动进行所述方法。
22.一种电压调节器系统，其包括：
电压调节器部分和自动补偿部分，所述调节器部分具有反馈环路，所述反馈环路接收与所述调节器部分的输出电压成比例的第一电压，所述调节器部分响应于所述第一电压而调整一个或一个以上开关的工作循环以输出经调节的输出电压，所述自动补偿部分包括：
控制器，所述控制器经配置以用于控制所述调节器部分中以及所述自动补偿部分中的电路，以用于自动进行以下方法以设定所述反馈环路的所要增益以及特定频率下的相位裕量，所述方法包括：
将DC偏压施加到所述调节器部分中的所述反馈环路中的第一节点，以致使所述调节器的输出电压处于第一值；
将AC扰动信号施加到所述DC偏压，以致使所述调节器的输出电压在所述AC扰动信号的频率下具有纹波；
检测所述反馈环路的增益以及所述AC扰动信号与所述调节器的输出电压中的所述纹波之间的相位差；
使用所述检测到的增益和相位差来自动调整所述调节器部分中的一个或一个以上组件的操作特性，使得当所述一个或一个以上组件连接在所述反馈环路中时，所述反馈环路在所述AC扰动信号的所述频率下具有所要增益和相位裕量，其中所述一个或一个以上组件在所述施加所述AC扰动信号及检测所述反馈环路的所述增益以及所述AC扰动信号与所述调节器的输出电压中的所述纹波之间的所述相位差的步骤期间不连接在所述反馈环路中；以及
用所述反馈环路中的所述一个或一个以上组件来操作所述调节器部分，其中所述反馈环路检测所述调节器的所述输出电压，且调节所述一个或一个以上开关的所述工作循环以维持所述经调节的输出电压。
23.根据权利要求22所述的系统，其中所述AC扰动信号的所述频率经选择为大约是所述反馈环路的单位增益频率。
24.根据权利要求22所述的系统，其中所述调节器部分包括误差放大器，其中所述一个或一个以上组件包括所述误差放大器，且其中所述自动调整所述一个或一个以上组件的操作特性的步骤包括调整所述误差放大器的跨导。
25.根据权利要求22所述的系统，其中所述调节器部分包括补偿网络，其中所述一个或一个以上组件包括所述补偿网络，且其中所述自动调整所述一个或一个以上组件的操作特性的步骤包括调整所述补偿网络的特性。
26.根据权利要求25所述的系统，其中所述补偿网络包括电阻元件，且其中所述自动调整所述一个或一个以上组件的操作特性的步骤包括调整所述电阻元件的值。
27.根据权利要求25所述的系统，其中调整所述补偿网络的所述特性包括调整所述补偿网络的时间常数。
28.根据权利要求22所述的系统，其中所述调节器部分是电流模式电压调节器。
29.根据权利要求22所述的系统，其进一步包括所述反馈环路中的放大器，所述放大器放大所述调节器部分的反馈输出电压，其中所述将AC扰动信号施加到所述DC偏压的步骤包括将所述AC扰动信号与DC偏压的和施加到减法器的第一输入，且将经放大的反馈输出电压施加到所述减法器的第二输入，其中所述减法器的输出是与穿过所述调节器部分的电力开关的斜变电流进行比较的阈值电压。
30.根据权利要求22所述的系统，其中所述方法进一步包括产生与所述调节器的所述输出电压成比例的第一电压，其中所述将AC扰动信号施加到所述DC偏压的步骤包括将所述AC扰动信号与DC偏压的和施加到减法器的第一输入，且将所述第一电压施加到所述减法器的第二输入，其中所述减法器的输出是与穿过所述调节器部分的电力开关的斜变电流进行比较的阈值电压。
31.根据权利要求30所述的系统，其中所述调节器部分包括误差放大器，其中所述操作所述调节器部分的步骤包括将参考电压施加到所述减法器的所述第二输入，且将所述误差放大器的输出施加到所述减法器的第三输入，所述误差放大器将反馈电压与所述参考电压进行比较。
32.根据权利要求22所述的系统，其中所述调节器部分包括补偿网络，其中所述使用所述检测到的增益和相位差来自动调整所述调节器部分中的一个或一个以上组件的操作特性的步骤包括选择性地互连所述补偿网络中的多个电阻器以实现所述补偿网络的所要时间常数。
33.根据权利要求22所述的系统，其中所述调节器部分包括跨导放大器，其中所述使用所述检测到的增益和相位差来自动调整所述调节器部分中的一个或一个以上组件的操作特性的步骤包括选择性地互连所述跨导放大器中的多个可调整电流源以实现所述跨导放大器的所要跨导。
34.根据权利要求22所述的系统，其中在将电力施加到所述调节器后即刻自动进行所述方法。
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