CN103501176B - 一种相位检测方法和电路，及锁相同步电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种相位检测方法和电路，及锁相同步电路，所述方法包括：将三相输入电压从三相坐标系变换到两相静止坐标系下的α轴和β轴的电压，提取α轴的电压和β轴的电压的正序分量，将提取的正序分量从两相静止坐标系变换到动态旋转坐标系下的ｄ轴和ｑ轴电压，通过控制ｑ轴电压为零得到检测相位；提取正序分量具体为：将α轴的电压与延迟（1／4＋ｎ）周期的β轴的电压相减后的电压的1／2为α轴的电压的正序分量，将β轴的电压与延迟（1／4＋ｎ）周期的α轴的电压相加后的电压的1／2作为β轴的电压的正序分量。可见，本发明实现了提取出两相静止坐标系下的正序分量，因此减少了负序分量对检测相位的精度的影响，从而提高检测相位的精度。

Description

一种相位检测方法和电路，及锁相同步电路

技术领域

本发明涉及电子技术领域，尤其是涉及一种相位检测方法和电流，及锁相同步电路。

背景技术

锁相同步电路是使输出信号的相位能够跟踪其输入信号的一种电路。在实际的各种电气设备中，锁相同步电路是其控制系统的一个重要组成部分。如换流器的触发脉冲生成、系统的控制与保护策略实现等都需要由锁相同步电路提供基准相位。

锁相同步电路包括相位检测电路，相位检测电路能够检测出输入信号的相位，从而使得锁相同步电路输出信号的相位能够跟踪其输入信号。

现有技术中常用的一种锁相同步电路为三相锁相环电路（ＰＬＬ），三相ＰＬＬ的相位检测电路如图1所示，该相位检测电路通过控制动态旋转坐标系下的ｑ轴电压为零实现相位的检测。然而，这种相位检测电路只适用于输入电压只存在正序基波分量的情况，因为此时动态旋转坐标系下的电压只存在直流分量。而在三相输入电压不平衡等情况下，输入电压会存在负序分量，此时动态旋转坐标系下的电压会有二倍频交流分量，使得利用控制ｑ轴电压为零检测出的相位精度较低。

发明内容

本发明解决的技术问题在于提供一种相位检测方法和电路、及锁相同步电路，从而能够在三相输入电压不平衡等原因造成输入电压存在负序分量时，提高检测出的相位的精度。

为此，本发明解决技术问题的技术方案是：

本发明提供了一种相位检测方法，包括：

将三相输入电压从三相坐标系变换到两相静止坐标系下的α轴和β轴的电压，提取α轴的电压和β轴的电压的正序分量，将提取的正序分量从两相静止坐标系变换到动态旋转坐标系下的ｄ轴和ｑ轴电压，通过控制所述ｑ轴电压为零得到检测相位；

所述提取α轴的电压和β轴的电压的正序分量具体为：

将两相静止坐标系下的α轴的电压与延迟（1／4＋ｎ）周期的β轴的电压相减后，该相减后的电压的1／2为α轴的电压的正序分量，以及将两相静止坐标系下的β轴的电压与延迟（1／4＋ｎ）周期的α轴的电压相加后，该相加后的电压的1／2作为β轴的电压的正序分量；其中，ｎ为大于或等于0的整数。

优选地，所述通过控制ｑ轴电压为零得到检测相位之前还包括：对动态旋转坐标系下的ｑ轴电压进行滤波；

所述通过控制ｑ轴电压为零得到检测相位具体为：通过控制滤波后的ｑ轴电压为零得到检测相位。

优选地，对动态旋转坐标系下的ｑ轴电压进行滤波具体为：

将动态旋转坐标系下的ｑ轴电压与延迟（1／4＋ｍ）周期的该ｑ轴的电压相加；其中，ｍ为大于或等于0的整数。

优选地，所述通过所述控制ｑ轴电压为零得到检测相位具体为：

将ｑ轴电压与零电压的差值经过比例调节后，生成三相输入电压的角频率误差，将所述角频率误差与中心角频率相加，得到实际的角频率，将实际的角频率做积分运算，得到检测相位。

优选地，所述ｎ为0。

本发明还提供了一种相位检测电路，所述电路包括：第一转换器、第二转换器、第一移相控制器、第一加法器、第一减法器、增益控制器和相位生成模块；

所述第一转换器用于将三相输入电压从三相坐标系变换到两相静止坐标系下的α轴和β轴的电压，并且将α轴的电压输出至所述第一减法器和所述第一移相控制器，将β轴的电压输出至所述第一加法器和所述第一移相控制器；

所述第一移相控制器用于将第一转换器输出的α轴的电压延迟（1／4＋ｎ）周期后输出至第一加法器，以及将第一转换器输出的β轴的电压延迟（1／4＋ｎ）周期后输出至第一减法器；

所述第一减法器用于将第一转换器输出的α轴的电压与第一移相控制器输出的β轴的电压的延迟信号进行减法运算，将运算结果输出至所述增益控制器；

所述第一加法器用于将第一转换器输出的β轴的电压与第一移相控制器输出的α轴的电压的延迟信号进行加法运算，将运算结果输出至所述增益控制器；

所述增益控制器用于将第一减法器的运算结果的1／2输出至所述第二转换器，以及将第一加法器的运算结果的1／2输出至所述第二转换器；

所述第二转换器用于将增益控制器输出的信号从两相静止坐标系变换到动态旋转坐标系下的ｄ轴和ｑ轴电压，将ｑ轴电压输出至所述相位生成模块；

所述相位生成模块用于通过控制第二转换器输出的ｑ轴电压为零得到检测相位；其中，ｎ为大于或等于0的整数。

优选地，所述电路还包括滤波模块；

所述滤波模块设置于第二转换器和所述相位生成模块之间，用于将第二转换器输出的ｑ轴电压滤波后，输出至所述相位生成模块；

所述相位生成模块用于通过控制第二转换器输出的ｑ轴电压为零得到检测相位具体为：所述相位生成模块用于通过控制滤波模块输出的滤波后的ｑ轴电压为零得到检测相位。

优选地，所述滤波模块包括：第二移相控制器和第二加法器；

所述第二移相控制器用于将第二转换器输出的ｑ轴电压延迟（1／4＋ｍ）周期后输出至所述第二加法器；其中，ｍ为大于或等于0的整数；

所述第二加法器用于将第二转换器输出的ｑ轴电压与第二移相控制器输出的ｑ轴电压的延迟信号进行加法运算，将运算结果作为滤波后的ｑ轴电压输出至所述相位生成模块。

优选地，所述相位生成模块包括：第二减法器、调节器、第三加法器和积分器；

所述第二减法器用于将第二转换器输出的ｑ轴电压与零电压进行减法运算，将运算结果输出至调节器；

所述调节器根据第一减法器的运算结果生成三相输入电压的角频率误差，将所述角频率误差输出至第三加法器；

所述第三加法器用于将所述调节器输出的角频率误差与中心角频率作加法运算，将运算结果输出至所述积分器；

所述积分器用于接收第三加法器的运算结果，所述积分器的输出作为所述检测相位。

优选地，所述锁相同步电路包括本发明提供的任意一项相位检测电路，以及信号生成电路；

所述信号生成电路用于利用所述相位检测电路得到的检测相位，生成与所述三相输入电压的相位相同的信号。

通过上述技术方案可知，在本发明中，在将三相输入电压从三相坐标系变换到两相静止坐标系之后，会通过将两相静止坐标系下的α轴的电压与延迟（1／4＋ｎ）周期的β轴的电压相减后，该相减后的电压的1／2为α轴的电压的正序分量，以及将两相静止坐标系下的β轴的电压与延迟（1／4＋ｎ）周期的α轴的电压相加后，该相加后的电压的1／2作为β轴的电压的正序分量，实现提取出两相静止坐标系下的正序分量，之后根据提取出的正序分量，通过控制ｑ轴电压为零得到检测相位。即使由于三相输入电压不平衡等原因而存在负序分量时，本发明也能够通过提取出正序分量，减少由于存在负序分量而对检测相位的精度的影响，从而提高检测相位的精度。

附图说明

图1为现有技术中的三相ＰＬＬ的结构示意图；

图2为本发明提供的相位检测电路的具体实施例的结构示意图；

图3为本发明提供的带有滤波模块的相位检测电路结构示意图；

图4为本发明提供的相位检测方法的具体实施例的流程示意图。

具体实施方式

锁相同步电路是使输出信号的相位能够跟踪其输入信号的一种电路。在实际的各种电气设备中，锁相同步电路是其控制系统的一个重要组成部分。如换流器的触发脉冲生成、系统的控制与保护策略实现等都需要由锁相同步电路提供基准相位。因此，为了使电气设备的控制系统获得良好的动态性能，在理想情况下，锁相同步电路应具有快速的响应特性、稳态误差小、要有良好的谐波抑制能力。然而，在实际电气设备运行时，存在着输入电压不平衡、输入电压频繁波动或者大范围变化等，这些因素都将影响锁相同步电路的工作性能。其中，输入电压不平衡引起的负序分量将会严重恶化锁相同步电路的工作特性，甚至导致锁相同步电路无法正常工作。

锁相同步电路包括相位检测电路，相位检测电路能够检测出输入信号的相位，从而使得锁相同步电路输出信号的相位能够跟踪其输入信号。

现有技术中常用的一种锁相同步电路为三相锁相环电路（ＰＬＬ），三相ＰＬＬ的相位检测电路如图1所示，该相位检测电路通过控制动态旋转坐标系下的ｑ轴电压为零实现相位的检测。该相位检测电路具体包括两个转换器、ＰＩ控制器、加法器和积分器，其中，第一个转换器将三相输入电压从三相坐标系转换到两相静止坐标系，第二个转换器将两相静止坐标系转换到动态旋转坐标系，其中，动态旋转坐标系中的ｑ轴电压u_q输入到减法器，减法器的另一输入为0，减法器的输出连接ＰＩ控制器，ＰＩ控制器输出输入电压的角频率误差Δω至加法器，加法器的另一输入为中心角频率ω₀，加法器输出实际的角频率ω至积分器。

然而，这种相位检测电路只适用于输入电压只存在正序基波分量的情况，因为此时动态旋转坐标系下的电压只存在直流分量。而当三相输入电压不平衡等情况下，输入电压会存在负序分量，此时动态旋转坐标系下的电压会有二倍频交流分量，使得利用控制ｑ轴电压为零检测出的相位精度较低。此时可以通过滤波环节来减小负序分量对相位精度的影响，但是却会对系统响应特性和频率锁定范围产生较大的影响。

而在本发明实施例中，提供了一种相位检测方法和电路、及锁相同步电路，从而能够在三相输入电压不平衡等原因造成输入电压存在负序分量时，提高检测出的相位的精度。

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本发明实施例进行详细描述。

请参阅图1，一种相位检测电路，其特征在于，所述电路包括：第一转换器201、第一移相控制器202、第一减法器203、第一加法器204、增益控制器205、第二转换器206和相位生成模块207。

第一转换器201用于将三相输入电压u_sau_sbu_sc，从三相坐标系变换到两相静止坐标系下的α轴的电压u_α和β轴的电压u_β，并且将α轴的电压u_α输出至第一减法器203和第一移相控制器202，第一转换器201将β轴的电压u_β输出至第一加法器204和第一移相控制器202。其中，三相输入电压可以为电网电压，此时本实施例中的相位检测电路可以用于检测电网电压的相位。

第一移相控制器202用于将第一转换器201输出的α轴的电压u_α延迟（1／4＋ｎ1）周期后输出至第一加法器204，以及将第一转换器201输出的β轴的电压u_β延迟（1／4＋ｎ2）周期后输出至第一减法器203。其中，ｎ为大于或等于0的整数。将第一移相控制器202输出的α轴的电压u_α延迟（1／4＋ｎ）周期后的电压记为延迟信号u'_α，将第一移相控制器202输出的β轴的电压u_β延迟（1／4＋ｎ）周期后的电压记为延迟信号u'_β。为了使得延迟时间最短，优选ｎ＝0。所述周期指的是三相输入电压的周期。

第一减法器203用于将第一转换器201输出的α轴的电压u_α与第一移相控制器输出的β轴的电压的延迟信号u'_β进行减法运算，将运算结果输出至增益控制器205。

第一加法器204用于将第一转换器201输出的β轴的电压u_β与第一移相控制器输出的α轴的电压的延迟信号u'_α进行加法运算，将运算结果输出至增益控制器205。

增益控制器205用于将第一减法器203的运算结果的1／2，即输出至第二转换器206，以及将第一加法器204的运算结果的1／2，即输出至第二转换器206。运算结果的1／2指的是运算结果的电压的1／2，增益控制器205可以为乘法器。实际上，即为本实施例提取的α轴的电压u_α的正序分量，即为本实施例提取的β轴的电压u_β的正序分量。

第二转换器206用于将增益控制器205输出的信号和从两相静止坐标系变换到动态旋转坐标系下的ｄ轴电压和ｑ轴电压，将ｑ轴电压输出至相位生成模块207。其中，第二转换器在进行坐标变换时，还需要输入检测相位θ。由于第二转换器是将和进行坐标变换，而和为u_α和u_β的正序分量，因此，第二转换器变换后的ｄ轴电压和ｑ轴电压实际上全部为正序分量。

相位生成模块207用于通过控制第二转换器206输出的ｑ轴电压u_q为零得到检测相位θ，也就是检测到的三相输入电压的相位。而得到的检测相位θ，会反馈给第二转换器206作为第二转换器206的参考相位，使得第二转换器206利用检测相位θ进行坐标变换。

通过上述技术方案可知，在本实施例中，在将三相输入电压u_sau_sbu_sc从三相坐标系变换到两相静止坐标系之后，会通过将两相静止坐标系下的α轴的电压与延迟（1／4＋ｎ）周期的β轴的电压u'_β相减后，该相减后的电压的1／2为α轴的电压的正序分量以及将两相静止坐标系下的β轴的电压u_β与延迟（1／4＋ｎ）周期的α轴的电压u'_α相加后，该相加后的电压的1／2作为β轴的电压的正序分量实现了提取出两相静止坐标系下的正序分量和之后根据提取出的正序分量和通过控制ｑ轴电压为零得到检测相位θ。即使由于三相输入电压u_sau_sbu_sc不平衡而存在负序分量时，本实施例也能够通过提取出正序分量和减少由于存在负序分量而对检测相位θ的精度的影响，从而提高检测相位θ的精度。

在本实施例中，将两相静止坐标系下的α轴的电压与延迟（1／4＋ｎ）周期的β轴的电压u'_β相减后，该相减后的电压的1／2为α轴的电压的正序分量以及将两相静止坐标系下的β轴的电压u_β与延迟（1／4＋ｎ）周期的α轴的电压u'_α相加后，该相加后的电压的1／2作为β轴的电压的正序分量下面介绍本发明提取两相静止坐标系下的正序分量和的推导过程。

根据对称分量法，三相输入电压u_sau_sbu_sc的表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{sa}}=u_{\mathrm{sa}}^{+}+u_{\mathrm{sa}}^{-}\\ u_{\mathrm{sb}}=u_{\mathrm{sb}}^{+}+u_{\mathrm{sb}}^{-}\\ u_{\mathrm{sc}}=u_{\mathrm{sc}}^{+}+u_{\mathrm{sc}}^{-}\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中，u_sau_sbu_sc均为三相输入电压的瞬时电压值。和分别为u_sa的正序分量和负序分量，和分别为u_sb的正序分量和负序分量，和分别为u_sc的正序分量和负序分量。并且具体有：

和分别为三相输入电压的正序分量的幅值和负序分量的幅值。θ⁺和θ^-分别为Ａ相正序分量和负序分量的相位，ω为三相输入电压的实际角频率，ｔ为时间。

由Ｃｌａｒｋｅ变换，三相输入电压可以从三相坐标系变换到两相静止坐标系，即αβ坐标系，具体变换时根据下式：

$\{\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\α}}\\ v_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=C_{32}\left[\begin{array}{c}{v}_a\\ v_b\\ v_c\end{array}\right]---\left(4\right)$

式中， $C_{32}=2/3\left[\begin{array}{ccc}1& -1/2& -1/2\\ 0& \sqrt{3}/2& -\sqrt{3}/2\end{array}\right],$ 当v_av_bv_c分别为时，v_α为两相静止坐标系下α轴的电压的正序分量v_β为两相静止坐标系下β轴的电压的正序分量当v_av_bv_c分别为时，v_α为两相静止坐标系下α轴的电压的负序分量v_β为两相静止坐标系下β轴的电压的负序分量

因此分别将式（2）和式（3）代入式（4），可得：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}^{+}=U_m^{+}\cos (\mathrm{\ωt}-{\mathrm{\θ}}^{+})\\ u_{\mathrm{\β}}^{+}=U_m^{+}\sin (\mathrm{\ωt}-{\mathrm{\θ}}^{+})\end{array}---\left(5\right)\right.$

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}^{-}=U_m^{-}\cos (\mathrm{\ωt}-{\mathrm{\θ}}^{-})\\ u_{\mathrm{\β}}^{-}=-U_m^{-}\sin (\mathrm{\ωt}-{\mathrm{\θ}}^{-})\end{array}---\left(6\right)\right.$

式（5）和式（6）相加，可得：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}=u_{\mathrm{\α}}^{+}+u_{\mathrm{\α}}^{-}=U_m^{+}\cos (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}^{+})+U_m^{-}\cos (\mathrm{\ωt}-{\mathrm{\θ}}^{-})\\ u_{\mathrm{\β}}=u_{\mathrm{\β}}^{+}+u_{\mathrm{\β}}^{-}=U_m^{+}\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}^{+})-U_m^{-}\sin (\mathrm{\ωt}-{\mathrm{\θ}}^{-})\end{array}---\left(7\right)\right.$

u_α为两相静止坐标系下α轴的电压，u_β为两相静止坐标系下β轴的电压。

将u_α、u_β分别延迟（ｎ＋1／4）Ｔ，Ｔ为三相输入电压的周期，ｎ≥0，可得u_α和u_β的延迟信号u'_α和u'_β：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}^{\′}=U_m^{+}\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}^{+})+U_m^{-}\sin (\mathrm{\ωt}-{\mathrm{\θ}}^{-})\\ u_{\mathrm{\β}}^{\′}=-U_m^{+}\cos (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}^{+})+U_m^{-}\cos (\mathrm{\ωt}-{\mathrm{\θ}}^{-})\end{array}---\left(8\right)\right.$

将式（7）的第一个公式与式（8）的第二个公式相减，将式（7）的第二个公式与式（8）的第一个公式相加，可得到u_α和u_β的正序分量和的表达式：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}^{+}=\frac{u_{\mathrm{\α}}-u_{\mathrm{\β}}^{\′}}{2}\\ u_{\mathrm{\β}}^{+}=\frac{u_{\mathrm{\β}}+u_{\mathrm{\α}}^{\′}}{2}\end{array}\right.---\left(9\right)$

因此，根据式（9）就能提取出两相静止坐标系下的α轴的电压的正序分量和两相静止坐标系下的β轴的电压的正序分量

而在本发明实施例中，通过第一移相控制器得到两相静止坐标系下的α轴的电压的延迟信号u'_α以及β轴的电压的延迟信号u'_β，分别通过第一减法器和第一加法器得到u_α-u'_β以及u_β+u'_α，之后利用增益控制器得到第一减法器和第二减法器的输出结果的1／2的电压，从而实现了根据式（9）得到了u_α和u_β的正序分量和

在得到了u_α和u_β的正序分量和后，通过式（10）实现从两相静止坐标系变换到动态旋转坐标系。

$\left[\begin{array}{c}{u}_d^{+}\\ u_q^{+}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \left(\mathrm{\θ}\right)& \sin \left(\mathrm{\θ}\right)\\ -\sin \left(\mathrm{\θ}\right)& \cos \left(\mathrm{\θ}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}^{+}\\ u_{\mathrm{\β}}^{+}\end{array}\right]---\left(10\right)$

将式（9）所示的u_α和u_β的正序分量和从两相静止坐标系变换到动态旋转坐标系下的ｄ轴电压和ｑ轴电压，由于这里是对u_α和u_β的正序分量和进行坐标变换，因此变换后的ｄ轴电压和ｑ轴电压全部为正序分量。因此，通过控制全部为正序分量的ｑ轴电压为0，能够实现根据三相输入电压的正序分量得到检测相位。

如图2所示，本实施例中的相位生成模块207包括：第二减法器2071、调节器2072、第三加法器2073和积分器2074。

第二减法器2071用于将第二转换器206输出的ｑ轴电压与零电压进行减法运算，将运算结果输出至调节器2072。

调节器2072根据第一减法器2071的运算结果生成三相输入电压的角频率误差Δω，将角频率误差Δω输出至第三加法器2073。其中，调节器2072具体可以为Ｐ（比例）调节器、ＰＩ（比例－积分）调节器、或者ＰＩＤ（比例－积分－微分）调节器等。

第三加法器2073用于将调节器2072输出的角频率误差Δω与中心角频率ω₀作加法运算，将运算结果输出至积分器2074。实际上，第三加法器的运算结果为实际的角频率ω。根据得到的实际的角频率ω，还会将2π/ω反馈至第一移相控制器202，使得第一移相控制器202根据2π/ω得到周期Ｔ，作为延迟控制的参考相位。同时，输出的检测相位θ又作为第二转换器的参考相位，从而消除了交流系统的频率偏差对相位检测电路的影响，构成一个频率自适应锁相系统，并且能够实现实时检测。

积分器2074用于接收第三加法器2073的运算结果，积分器2074的输出作为检测相位θ。

本实施例中的相位检测电路可以用于对电网电压的相位检测中，此时三相输入电压为电网电压。

在实际应用中，输入电压可能会出现突变的现象，而当输入电压突变时，在两相静止坐标系下会产生负序分量，从两相静止坐标系变换到动态旋转坐标系下时，正序分量转化为直流分量，负序分量转化为2倍基频的交流分量。而调节器，例如ＰＩ调节器能很好的控制直流分量，但由于带宽有限，对于2倍基频的交流分量控制存在误差。此时会对动态旋转坐标系下的ｑ轴电压产生影响，使得最终检测出的检测相角出现误差。

而本发明可以通过对ｑ轴电压滤波进一步消除这种影响。具体地，本实施例的相位检测电路还包括滤波模块。所述滤波模块设置于第二转换器206和相位生成模块207之间，所述滤波模块用于将第二转换器206输出的ｑ轴电压滤波后，输出至相位生成模块207。相位生成模块207用于通过控制第二转换器206输出的ｑ轴电压为零得到检测相位具体为：相位生成模块207用于通过控制滤波模块输出的滤波后的ｑ轴电压为零得到检测相位。

滤波模块可以为低通滤波器、陷波器、带通滤波器等等。但是，当使用上述滤波模块时，其滤波效果受频率变化影响较大，频率波动较大时会使滤波模块性能变差。

因此，本发明还提供了一种滤波模块，这种滤波模块从本质上消除电网电压突变时对检测相位的影响，滤波方式不受频率的影响，从而即使频率波动较大时也不会对滤波模块性能产生较大的影响。

这种滤波模块通过采用移相控制来消除2倍基频的交流分量，该方法的原理可以用式（11）来说明：

$\left\{\begin{array}{c}\cos 2\mathrm{\ωt}+\cos 2\mathrm{\ω}(t-T/4-\mathrm{mT})=0\\ \sin 2\mathrm{\ωt}+\sin 2\mathrm{\ω}(t-T/4-\mathrm{mT})=0\end{array}\right.---\left(11\right)$

其中，cos2ωt和sin2ωt为2倍基频的交流分量，由式（11）可见，2倍基频交流分量可以通过延迟（1／4＋ｍ）周期Ｔ后相加去除。其中，ｍ为大于或等于0的整数，为了使得延迟时间最短，优选ｍ为0。

因此，如图3所示，本实施例中可以通过第二移相控制器301和第二加法器302实现消除2倍基频的交流分量。具体地，所述滤波模块包括：第二移相控制器301和第二加法器302。

第二移相控制器301用于将第二转换器206输出的ｑ轴电压延迟（1／4＋ｍ）周期后输出至第二加法器302。

第二加法器302用于将第二转换器206输出的ｑ轴电压与第二移相控制器输出的ｑ轴电压的延迟信号进行加法运算，将运算结果作为滤波后的ｑ轴电压输出至相位生成模块207。具体地是输出给相位生成模块207中的第二减法器2071。

其中，根据得到的实际的角频率ω，还会将2π/ω反馈至第二移相控制器301，使得第二移相控制器301根据2π/ω得到周期Ｔ，作为延迟控制的参考相位

因此，本发明还可以通过第二移相控制器301和第二加法器302实现了消除2倍基频的交流分量，从而使得本实施例的相位检测电路适用于三相输入电压发生突变的情况。这种滤波方式从本质上消除了电网电压突变时对检测相位的影响，并且滤波方式不受频率的影响，从而即使频率波动较大也不会对滤波模块性能产生较大的影响。

本发明还提供了锁相同步电路的具体实施例，在本实施例中，所述锁相同步电路包括本发明提供的任一个相位检测电路的具体实施例，以及信号生成电路。

其中，所述信号生成电路用于利用本实施例所述相位检测电路得到的检测相位，生成与所述三相输入电压的相位相同的信号。

请参阅图4，本发明还提供了相位检测方法的具体实施例，在本实施例中，所述方法包括：

Ｓ401：将三相输入电压u_sau_sbu_sc从三相坐标系变换到两相静止坐标系下的α轴的电压u_α和β轴的电压u_β。

Ｓ402：提取α轴的电压u_α和β轴的电压u_β的正序分量和将提取的正序分量和从两相静止坐标系变换到动态旋转坐标系下的ｄ轴电压和ｑ轴电压

Ｓ403：通过控制ｑ轴电压为零得到检测相位。

其中，步骤Ｓ402中的所述提取α轴的电压和β轴的电压的正序分量具体为：

将两相静止坐标系下的α轴的电压u_α与延迟（1／4＋ｎ）周期的β轴的电压u'_β相减后，该相减后的电压的1／2为α轴的电压的正序分量以及将两相静止坐标系下的β轴的电压u_β与延迟（1／4＋ｎ）周期的α轴的电压u'_α相加后，该相加后的电压的1／2作为β轴的电压的正序分量其中，ｎ为大于或等于0的整数，优选ｎ为0。所述周期指的是三相输入电压的周期。

通过上述技术方案可知，在本实施例中，在将三相输入电压u_sau_sbu_sc从三相坐标系变换到两相静止坐标系之后，会通过将两相静止坐标系下的α轴的电压与延迟（1／4＋ｎ）周期的β轴的电压u'_β相减后，该相减后的电压的1／2为α轴的电压的正序分量以及将两相静止坐标系下的β轴的电压u_β与延迟（1／4＋ｎ）周期的α轴的电压u'_α相加后，该相加后的电压的1／2作为β轴的电压的正序分量实现了提取出两相静止坐标系下的正序分量和之后根据提取出的正序分量和通过控制ｑ轴电压为零得到检测相位θ。即使由于三相输入电压u_sau_sbu_sc不平衡等原因而存在负序分量时，本实施例也能够通过提取出正序分量和减少由于存在负序分量而对检测相位θ的精度的影响，从而提高检测相位θ的精度。

在本实施例中，步骤Ｓ403可以为：

将ｑ轴电压与零电压的差值经过比例调节后，生成三相输入电压的角频率误差Δω，将所述角频率误差Δω与中心角频率ω₀相加，得到实际的角频率ω，将实际的角频率ω做积分运算，得到检测相位θ。

本实施例中的相位检测方法可以用于对电网电压的相位检测中，此时三相输入电压为电网电压。在实际应用中，电网电压会出现频繁波动，或者大范围变化的现象，因此会对动态旋转坐标系下的ｄ轴电压和ｑ轴电压产生影响，使得最终检测出的检测相角出现误差。而本发明可以通过对ｑ轴电压滤波进一步消除这种影响。

优选地，所述步骤Ｓ402中的通过控制ｑ轴电压为零得到检测相位之前，所述方法还包括：对动态旋转坐标系下的ｑ轴电压进行滤波；

则所述步骤Ｓ402中的通过控制ｑ轴电压为零得到检测相位具体为：通过控制滤波后的ｑ轴电压为零得到检测相位。

本发明中，具体可以通过低通滤波器、陷波器、带通滤波器等实现滤波。而本发明进一步提供了不会受到频率的影响的滤波方式。

优选地，所述对动态旋转坐标系下的ｑ轴电压进行滤波具体为：

将动态旋转坐标系下的ｑ轴电压与延迟（1／4＋ｍ）周期的该ｑ轴的电压相加；其中，ｍ为大于或等于0的整数。其中，相加后的电压作为滤波后的ｑ轴电压。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以作出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (6)

1.一种相位检测方法，其特征在于，包括：

将三相输入电压从三相坐标系变换到两相静止坐标系下的α轴和β轴的电压，提取α轴的电压和β轴的电压的正序分量，将提取的正序分量从两相静止坐标系变换到动态旋转坐标系下的d轴和q轴电压，通过控制所述q轴电压为零得到检测相位；

所述提取α轴的电压和β轴的电压的正序分量具体为：

将两相静止坐标系下的α轴的电压与延迟(1/4+n)周期的β轴的电压相减后，该相减后的电压的1/2为α轴的电压的正序分量，以及将两相静止坐标系下的β轴的电压与延迟(1/4+n)周期的α轴的电压相加后，该相加后的电压的1/2作为β轴的电压的正序分量；其中，n为大于或等于0的整数；

所述通过控制q轴电压为零得到检测相位之前还包括：对动态旋转坐标系下的q轴电压进行滤波；

所述通过控制q轴电压为零得到检测相位具体为：通过控制滤波后的q轴电压为零得到检测相位；

对动态旋转坐标系下的q轴电压进行滤波具体为：

将动态旋转坐标系下的q轴电压与延迟(1/4+m)周期的该q轴的电压相加；其中，m为大于或等于0的整数。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述通过所述控制q轴电压为零得到检测相位具体为：

将q轴电压与零电压的差值经过比例调节后，生成三相输入电压的角频率误差，将所述角频率误差与中心角频率相加，得到实际的角频率，将实际的角频率做积分运算，得到检测相位。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述n为0。

4.一种相位检测电路，其特征在于，所述电路包括：第一转换器、第二转换器、第一移相控制器、第一加法器、第一减法器、增益控制器和相位生成模块；

所述第一转换器用于将三相输入电压从三相坐标系变换到两相静止坐标系下的α轴和β轴的电压，并且将α轴的电压输出至所述第一减法器和所述第一移相控制器，将β轴的电压输出至所述第一加法器和所述第一移相控制器；

所述第一移相控制器用于将第一转换器输出的α轴的电压延迟(1/4+n)周期后输出至第一加法器，以及将第一转换器输出的β轴的电压延迟(1/4+n)周期后输出至第一减法器；

所述第一减法器用于将第一转换器输出的α轴的电压与第一移相控制器输出的β轴的电压的延迟信号进行减法运算，将运算结果输出至所述增益控制器；

所述第一加法器用于将第一转换器输出的β轴的电压与第一移相控制器输出的α轴的电压的延迟信号进行加法运算，将运算结果输出至所述增益控制器；

所述增益控制器用于将第一减法器的运算结果的1/2输出至所述第二转换器，以及将第一加法器的运算结果的1/2输出至所述第二转换器；

所述第二转换器用于将增益控制器输出的信号从两相静止坐标系变换到动态旋转坐标系下的d轴和q轴电压，将q轴电压输出至所述相位生成模块；

所述相位生成模块用于通过控制第二转换器输出的q轴电压为零得到检测相位；其中，n为大于或等于0的整数；

所述电路还包括滤波模块；

所述滤波模块设置于第二转换器和所述相位生成模块之间，用于将第二转换器输出的q轴电压滤波后，输出至所述相位生成模块；

所述相位生成模块用于通过控制第二转换器输出的q轴电压为零得到检测相位具体为：所述相位生成模块用于通过控制滤波模块输出的滤波后的q轴电压为零得到检测相位；

所述滤波模块包括：第二移相控制器和第二加法器；

所述第二移相控制器用于将第二转换器输出的q轴电压延迟(1/4+m)周期后输出至所述第二加法器；其中，m为大于或等于0的整数；

所述第二加法器用于将第二转换器输出的q轴电压与第二移相控制器输出的q轴电压的延迟信号进行加法运算，将运算结果作为滤波后的q轴电压输出至所述相位生成模块。

5.根据权利要求4所述的电路，其特征在于，所述相位生成模块包括：第二减法器、调节器、第三加法器和积分器；

所述第二减法器用于将第二转换器输出的q轴电压与零电压进行减法运算，将运算结果输出至调节器；

所述调节器根据第一减法器的运算结果生成三相输入电压的角频率误差，将所述角频率误差输出至第三加法器；

所述第三加法器用于将所述调节器输出的角频率误差与中心角频率作加法运算，将运算结果输出至所述积分器；

所述积分器用于接收第三加法器的运算结果，所述积分器的输出作为所述检测相位。

6.一种锁相同步电路，其特征在于，所述锁相同步电路包括如权利要求4或5所述的相位检测电路，以及信号生成电路；

所述信号生成电路用于利用所述相位检测电路得到的检测相位，生成与所述三相输入电压的相位相同的信号。