CN103441660B - 一种网关设备的直流电源缓启动电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种网关设备的直流电源缓启动电路，属于一种电源控制电路，其中，包括防抖模块，导通控制管；防抖模块分别连接一电源适配器和导通控制管，导通控制管连接网关设备，导通控制管为PMOS管；防抖模块连接分别连接PMOS管的栅极和源极，PMOS管的漏极连接网关设备。防抖模块包括第一电阻、第二电阻、第一电容和第二电容；第一分压电阻、第一电容和第二电容并联，并联端的一端分别连接电源适配器和PMOS管的源极，另一端通过第二分压电阻接地。本发明的有益效果是：提供了一种通过离散被动器件搭建的低成本，可恢复可多次作用，并且延时保护时间更为有效的直流电压缓启动电路，能够承受家庭网关设备负载更大的瞬间冲击电流。

Description

一种网关设备的直流电源缓启动电路

技术领域

本发明涉及一种电源控制电路，尤其涉及一种网关设备的直流电源缓启动电路。

背景技术

在家庭网关的电路系统中，电源端口的瞬间插拔带来的瞬间过大的冲击电流都会影响到设备的正常工作和损坏电子元器件，而抑制冲击电流的最好办法就是利用电压的缓启动来达到目的。如果没有缓启动保护电路，在电源适配器接入的瞬间，会由于负载大量的容性负载，造成过大的冲击电流，可能会导致家庭网关设备中元器件的损坏或是由于冲击电流的过大导致适配器进入保护状态而切断给负载网关设备的供电，使产品无法正常工作，所以加入这样一个直流电源缓启动的电路模块对家庭网关设备的供电系统起着很好的稳定作用。

目前缓启动电路的设计方案主要有：

（1）负温度系数热敏电阻（NTC）型缓启动电路：当接入电源适配器，热敏电阻温度低，NTC阻值比较大，电源通过NTC给负载充电，随着充电过程的持续，NTC温度持续增高，NTC阻值逐渐变小，从而实现给下级电路的正常供电。

（2）电流型缓启动电路：典型电路如图1，此电流型缓启动电路主要通过IC检测流过R1的电流来控制电流通断，来实现缓启动的目的，此种设计方案成本高，因此对于低成本方案的家庭网关类产品并不建议使用。

对于采用负温度系数的热敏电阻，虽然能抑制冲击电流，但不能用于短时间内多次重复的接入电源适配器，例如第一次接入电源通过热敏电阻缓启动后的电路系统正常工作一段时间后突然拔掉电源，在热敏电阻未冷却的状态下立即再接入电源，此时的热敏电阻因未冷却阻抗比较低，不能起到很好的抑制冲击电流的效果，所以该方案受温度影响比较大，属于短时间内不可恢复的一次性直流电压缓启动实现方案。而对于第2种设计方案，则需要用IC检测电路电流，实现复杂成本相对比较高。

发明内容

本发明公开了一种网关设备的直流电源缓启动电路，用以克服上述技术方案中存在的不能重复使用，成本高昂，且不能很好地抑制电源接入瞬间冲击电流产生的问题。

具体技术方案如下所示：

一种网关设备的直流电源缓启动电路，其中，

包括防抖模块，导通控制管；

所述防抖模块分别连接一电源适配器和所述导通控制管，所述导通控制管连接所述网关设备；

所述导通控制管为PMOS管；

所述防抖模块连接分别连接所述PMOS管的栅极和源极，所述PMOS管的漏极连接所述网关设备；

所述防抖模块包括第一分压电阻R1、第二分压电阻R2、第一电容C1和第二电容C2；

所述第一分压电阻R1、第一电容C1和第二电容C2并联，并联端的一端分别连接所述电源适配器和所述PMOS管的源极，另一端通过所述第二分压电阻R2接地。

上述的网关设备的直流电源缓启动电路，其中，

所述直流电缓启动电路还包括第三电容C3，第三电阻R3；

所述第三电容C3连接所述PMOS管的漏极，所述第三电阻分别连接所述PMOS管的栅极和所述第三电容C3。

上述的网关设备的直流电源缓启动电路，其中，

所述第三电容C3的容值大于所述PMOS管的输入电容。

上述的网关设备的直流电源缓启动电路，其中，

所述第三电阻的阻值小于所述第二电阻的阻值。

上述的网关设备的直流电源缓启动电路，其中，

所述PMOS管的额定漏电流高于所述网关设备的额定电流，且所述PMOS管的门限开启电压在-0.4V至-4V之间。

本发明的有益效果是：

相对于现有技术方案，提供了一种通过离散被动器件搭建的低成本，可恢复可多次作用，并且延时保护时间更为有效的直流电压缓启动电路，能够承受家庭网关设备负载更大的瞬间冲击电流。

附图说明

图1为一种家庭网关设备的直流电源缓启动电路；

图2为本发明一种实施例的电路结构示意图；

图3为图2所示电路结构示意图的原理分析示意图；

图4为图2所示电路结构示意图的直流电压上升时间测量图；

图5为本发明另一种实施例的电路结构示意图；

图6为本发明另一种实施例的电路结构示意图；

图7为图6所示电路结构示意图的原理分析示意图；

图8为图6直流电压上升时间测量图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，但不作为本发明的限定。

结合图2和图3所示为本发明一种实施例的电路结构示意图及其原理分析示意图，其中，220V交流经过电源适配器转为Vin给家庭网关设备用，经过缓启动电路Vout输出给家庭网关的在整个电路系统用，电路包括导通控制管即PMOS管；第一分压电阻R1、第二分压电阻R2、第一电容C1和第二电容C2；第一分压电阻R1、第一电容C1和第二电容C2并联，并联端的一端分别连接电源适配器和PMOS管的源极2，另一端通过第二分压电阻R2接地。

当接入电源适配器，C1两端电压为0，MOSFET不导通，电源通过R1、R2给C1充电，充电时间常数为(R1||R2)*(C1||C2)，当C1两端电压达到MOSFET的门限电压时，MOSFET开始导通，MOSFET管Vsd电压线形下降，输出电压线形上升，实现电路的缓启动，通过设置R1、R2、C1来调节缓启动时间，在MOSFET导通前的一段电容充电延时的时间相当于是启到防抖的作用。当C1两端电压上升到MOS管的导通压降后，MOS管才开始导通，随着Vds下降，Vout逐渐升高，从而实现缓启动。

如图5所示为本发明另一种网关设备的直流电源缓启动电路的实施例，直流电缓启动电路还包括一第三电容C3，第三电阻R3；第三电容C3连接P型mos管的漏极，第三电阻R3分别连接P型mos管的栅极和第三电容C3。

结合图6和图7所示分别为本发另一种实施例的电路结构示意图及其原理分析图，以目前家庭网关主流的12V电源接入系统为例，PMOS管选用的是KDS6375，其导通压降Vgs范围在-0.4V～-1.5V之间，在电容C1，C2充满电后，R1，R2的取值条件满足12V*(R2/R1+R2)>1.5V。PMOS管的选型不只有型号KDS6375，只要额定漏电流高于被保护产品的电流，器件耐压值在12V以上，门限开启电压-0.4V<Vth<-4V的PMOS。

家用网关产品的输入电压为12V，用Vin表示输入电压的变化，电压Vin最大值为12V，电压Vgs是PMOS管Q1的栅极与源极之间的电压，Vth表示PMOS的导通开启电压，选用的PMOSKDS6375的门槛电压-0.4V<Vth<-1.5V，漏极电流8A，耐电压20V能够满足电路需求，分压电阻R1，R2得到的稳态电压取常用电阻值R1=100KΩ，R2=200KΩ，计算可得稳态时t4时刻的|Vgs|=4V；Vds为PMOS管Q1的漏极（D）与源极（S）之间的电压，最终的稳态电流也就是该MOS管的额定电流；Vout表示缓启动电路的输出电压，本发明实施例的目的是要让Vout电压缓慢上升到12V，也就是t2～t3的斜率很小，上升沿缓慢上升。本发明的实施例在栅漏之间加电容C3和阻尼电阻R3，此电阻R3起到防止电流冲击的作用，电容C3充电延时起到进一步延长缓启动时间的目的，达到延长t2～t3的时间，若不在栅漏之间加电容保持目前现状的方案，如图3电压变化的示意图可以看出，t2～t3时间很短，对于PMOS管栅漏寄生电容做的很小的MOS管来说此时间段的变化斜率就是垂直变化没有斜率按。如图8所示为图6的电路结构直流电压上升时间测量示意图，缓启动时间为37.6ms，12V上升沿明显没有图4的测试示意图陡，所以证明了t2～t3时间段长短很大程度决定缓启动电路输出电压上升的坡度，即缓启动时间，所以栅漏C3电容容值要远大于极间电容才能起到决定性作用，加入的电容C3，R3要满足如下：

Cgd=Crss

Cgs=Ciss-Crss

C3>10*(Cgs+Cgd)=10*(Ciss-Crss+Crss);

R3<<R2

Cgs指栅源极间电容，Cgd指栅漏极间电容，Ciss指PMOS的输入电容，Crss指PMOS的栅漏极间电容，一般在规格书中有标注，在PMOS管KDS6375的规格书可以得到Ciss=2694pF，Crss=229pF，所以C3>>2694Pf，选取常用规格的阻尼电阻R3=270R和极间电容C3=0.01uF。Q1，C3，R3满足如下条件的器件均可作为替代物料，均可起到较好的效果：

1.C3>10*(Cgs+Cgd)=10*(Ciss-Crss+Crss);

2.R3<<R2

3.PMOS管的选型不只有型号KDS6375，只要额定漏电流高于被保护产品的电流，器件耐压值在12V以上，门限开启电压-0.4V<Vth<-4V的PMOS。

如图7所示为图6所示电路结构示意图的原理分析示意图，描述了缓启动电路各个电压的变化过程：

0～t1:随着家庭网关12V电源适配器接入，电路先给Q1栅源电容充电，当电容C1||C2两端电压即Vgs达到Q1导通的门限电压Vth时Q1开始导通，开始有漏电流Ids，Vds电压差依旧12V，Vout为0V。

t1～t2:该阶段，t1点开始MOS管开始导通，随着Vin的升高，Vgs升高，漏电流Ids上升，当上升到负载电流最大值时即t2时间点时，Ids保持恒定即MOS管的恒流区，根据公式此Vgs在t2时开始保持恒定。

t2～t3该阶段固定恒定不变的栅源电压Vgs值标记为Vp，随着Vin升高使栅极电流全部通过阻尼电阻R3给栅漏电容（C3||Crss）充电，所以栅极电流Vin(t)表示在t时刻时输入的电压的值（t2<t<t3），人为加入的C3电容容值远大于Crss，所以C3的容值大小起决定作用，所以C3的充电时间的长短决定漏源电压Vds的变化率，因为这段时间内栅源电压保持恒定，所以漏源电压变化率与栅漏电压变化率相等。本发明利用延长t2～t3的时间漏源电压Vds变化率即减小图7中的斜率，让Vds缓慢下降，Vout=Vin-|Vds|，从而进一步延缓了如示意图3的变化斜率，Vout在很短时间内就达到12V，达到了使Vout缓慢上升来达到缓启动的目的，起到了良好的缓启动效果。

t3～t4栅源电压在驱动电流Ig的充电下又开始升高到稳态电压4V，Vds电压达到最小值，Ids电流恒定，所有的电压和电流状态达到稳态。

因此，按如图6搭建电路系统后，实验结果如图8，缓启动时间为37.6ms，12V上升沿明显没有图4的电压变化的斜率陡，可见，图6所示出的电路结构示意图相对于图2示出的电路结构，进一步地延缓了电源上升的时间，更好地达到了抑制冲击电流的作用，更大程度的抑制电源接入瞬间产生的浪涌电流来保护家庭网关产品。

本发明电路模型，利用MOS管的栅漏电容充电延时时间，更大程度延缓Vout电压的上升时间的一种电路实现方案，与方案1比具有快速可恢复多次有效的直流电压缓启动方式，有更好的直流电压缓启动效果。MOS管栅漏电容就是我们规格书中提到的Crss，Crss的充电时间就是MOS管米勒平台的时间，在我们用MOS管作为开关管时，MOS管的极间电容是我们不愿意看到的，因为这种极间电容的充电延时影响到开关管动作时间，在这里我们就是利用这种延时效应，通过增加极间电容的方式人为增加延时时间，更大程度延缓Vout电压的上升时间的一种电路实现方案。针对家庭网关设备的实际应用，与现有方案相比，更具有可靠性，快速恢复型，通过利用加大MOS管栅漏极电容来更大程度的延缓Vout上升的时间，更大程度的抑制电源接入瞬间产生的浪涌电流来保护家庭网关产品，用于整个电路用廉价的离散被动器件搭建而成，节省了经济成本。

以上所述仅为本发明较佳的实施例，并非因此限制本发明的实施方式及保护范围，对于本领域技术人员而言，应当能够意识到凡运用本发明说明书及图示内容所作出的等同替换和显而易见的变化所得到的方案，均应当包含在本发明的保护范围内。

Claims (2)

1.一种网关设备的直流电源缓启动电路，其特征在于，

包括防抖模块，导通控制管；

所述防抖模块分别连接一电源适配器和所述导通控制管，所述导通控制管连接所述网关设备；

所述导通控制管为PMOS管；

所述防抖模块连接分别连接所述PMOS管的栅极和源极，所述PMOS管的漏极连接所述网关设备；

所述防抖模块包括第一分压电阻R1、第二分压电阻R2、第一电容C1和第二电容C2；

所述第一分压电阻R1、第一电容C1和第二电容C2并联，并联端的一端分别连接所述电源适配器和所述PMOS管的源极，另一端通过所述第二分压电阻R2接地，

所述直流电源缓启动电路还包括第三电容C3，第三电阻R3；所述第三电阻R3为阻尼电阻；

所述第三电容C3连接所述PMOS管的漏极，所述第三电阻分别连接所述PMOS管的栅极和所述第三电容C3；

所述第三电容C3满足以下条件：

C3>10*(Cgs+Cgd)＝10*(Ciss-Crss+Crss)；

其中，Cgs指栅源极间电容，Cgd指栅漏极间电容，Ciss指PMOS的输入电容，Crss指PMOS的栅漏极间电容；

所述第三电阻R3满足以下条件：

R3<<R2；

其中R3为所述第三电阻的阻值，R2为所述第二电阻的阻值。

2.如权利要求1所述的网关设备的直流电源缓启动电路，其特征在于，

所述PMOS管的额定漏电流高于所述网关设备的额定电流，且所述Pmos管的门限开启电压在-0.4V至-4V之间。