CN103378719B - 用于运行变流器的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及变流器电路的控制装置、变流器和用于运行变流器的方法。为了避免通过由于结合小的连接电感（L）使用无电压传感器的空间矢量调节装置（12）而导致的过高的起动电流（Ia，Ib，Ic）损坏变流器（11），提供方法（100）、变流器（11）和控制装置（30），其中该控制装置（30）具有用于使变流器电路（10）投入运行的启动功能，并且被准备用于在变流器电路（10）的启动阶段中向变流器电路（10）的控制输入端发送控制信号（61），利用该控制信号使第一半导体开关（T1，T3，T5）暂时被切换到导通，所述第一半导体开关与变流器电路（10）的直流电压连接端（21,22）的第一直流电压极（21）连接。

Description

用于运行变流器的方法

技术领域

本发明涉及用于变流器电路的控制装置。此外本发明涉及具有变流器电路的变流器。此外本发明还涉及用于运行变流器的方法。

背景技术

Dongsheng, Li等人的Sensorless Control for a Three-Phase PWM Rectifier-Inverter System with Single-Chip Micro-Controller）描述了一种用于变流器电路的控制装置，用于执行用于使变流器电路投入运行的启动方法。

Yoo,Hyunjae等人描述了一种用于变流器电路的运行序列，用于执行变流器电路的投入运行。控制装置准备用于在启动阶段中将变流器电路从输出电压的参考值出发调整到0以获得同步角的初始值。

Malinowski, M.: Sensorless Control Strategies for Three-Phase PWMRectifiers（Warsaw University of Technology, Warsaw 2001, S. 52 i.V.m. S. 29,30）描述了一种在变流器的交流电压侧无电压传感器的情况下用于变流器的涉及电压的调节（面向电压的控制）。在此情况下，电流调节借助在虚构的交流电动机的转子的笛卡尔d-q坐标系中的虚构的直流参量来进行，该虚构的交流电动机在调节方案中代表变流器的交流电流侧布线。虽然放弃交流电压侧的电压传感器具有成本优点，但是有当在小电感情况下变流器起动时出现过高的电流（过电流）的缺点，所述过高的电流可能超过构件的负荷极限。因为当在小电感情况下起动时起动电流可能如此快速地升高，使得起动电流不正确地或者不足够准确地被测量。

发明内容

本发明的任务在于提供用于变流器电路的控制装置以及变流器，利用该控制装置或利用该变流器可以即使在变流器的交流电压侧仅使用小电感时也能避免在变流器电路起动时出现过高的电流。此外本发明的任务是提供用于运行变流器的方法，该方法具有所述优点。

根据本发明，该任务通过以下方式解决，即用于变流器的控制装置具有用于使变流器电路投入运行的启动功能，该启动功能准备用于在变流器电路的启动阶段中向变流器电路的控制输入端发送控制信号，利用该控制信号使3个第一半导体开关暂时地同时被切换到导通，所述3个第一半导体开关与变流器电路的直流电压连接端的第一直流电压极连接。对于变流器，该任务通过以下方式解决，即变流器包括根据本发明的控制装置。

相应地，本发明的用于运行变流器的方法包括以下步骤：

-将与变流器的第二直流电压极连接的第二半导体开关切换到非导通；

-将至少三相的交流电压施加在变流器的至少三相的交流电压连接端（Wechselspannungsanschluss）上；

-同时将3个与变流器的第一直流电压极连接的第一半导体开关切换到导通；

-在预先确定的时间段期间检测至少三相的交流电流连接端（Wechselstromanschluss）的电流的强度；

-在所述预先确定的时间段之后将第一半导体开关切换到非导通；

-由直接在预先确定的时间段之后检测的电流的强度以及在所述预先确定的时间段从估计的线路电压中计算的所述电流的强度来计算校正因子；

-在考虑直接在所述预先确定的时间段之前或直接在所述预先确定的时间段之后检测的电流强度以及所述校正因子的条件下确定待施加的交流电压的相位角值；以及

-使用所确定的相位角值作为起始值用于计算变流器的脉宽调制信号。

半导体开关在变流器起动期间在短的时间段内的短暂接通使得可以测量电流的强度，所述强度的比例是实际的电网侧相角的度量。通过该度量可以将变流器的空间矢量调制的相角提早与实际的电网侧相角相匹配并且避免出现过高的起动电流。这尤其是在使用无电压传感器的空间矢量调节装置的情况下是有益的，利用这种空间矢量调节装置可以有利地节省电压传感器。

为了避免直流电压侧的短路，通常在变流器分支的两个半导体开关之一被切换到导通之前，变流器分支的两个半导体开关（也就是第一半导体开关和第二半导体开关）通常首先被切换到非导通（也就是被截止），其中只要在两个半导体开关之一被导通时，变流器分支的两个半导体开关的另一个就被保持为非导通。但是如果在电压侧仍没有施加电压或者如果出于其它原因可能暂时要忍受直流电压侧的短路，则这并不是强制需要的。但是一般情况下需要控制装置准备用于在第一半导体开关切换到导通期间保持第二半导体开关被切换到非导通，所述第二半导体开关与变流器电路的直流电压连接端的第二直流电压极连接。由此实现：当交流电压侧的相线被短路时，避免直流电压侧的短路。从而当在变流器的直流电压侧存在已充电的以及由此带电压的储能器（典型的是已充电的电容和/或已充电的电池）时，变流器的起动也是可能的。

特别优选的是，校正因子是二维的。如果校正因子不仅关于电网电压的相位角值给出信息，也就是不仅是一维的而且是二维的，则除了将空间矢量调制与电网电压的相位角值匹配之外还可以将空间矢量调制与电网侧电压振幅匹配。

该方法的一种改进方案规定，在检测电流强度的步骤中在变流器的至少两个相处分别检测电流强度。由至少两个相的实际电流强度可以借助开头所描述的方法确定对变流器的空间矢量控制所需要的其余参量。

有利的是，在计算脉宽调制信号的步骤中针对连接到交流电压侧的虚拟电动机的定子计算空间矢量。由此可以结合经证明的空间矢量调制来应用根据本发明的方法。

适宜的是，该方法包括以下步骤，在该步骤中为了计算脉宽调制信号针对连接在交流电压侧的虚拟电动机的转子计算空间矢量。由此可以结合经证明的空间矢量调制来应用根据本发明的方法。由此可以经由涉及转子的参量来调节变流器，这些参量与对应的涉及定子的参量相比是低频的并且由此这些参量的处理与对应的涉及定子的参数相比明显更少地耗费的和易于出错的。

此外可以有利的是，该方法包括以下步骤，在该步骤中在考虑在预先确定的时间段之后检测的电流强度以及校正因子条件下计算所施加的交流电压的振幅。由此可以将变流器的起动特性与不同的电网电压、与不同的负载特性和/或与电感值的波动相匹配。

一种同样可能的改进方案规定，该方法包括以下步骤，在该步骤中在考虑在预先确定的时间段之后检测的电流强度以及校正因子条件下计算所施加的交流电压的频率。由此可以根据电网频率对变流器制导。

附图说明

借助附图更详细阐述本发明，其中：

图1示出已知的变流器电路连同连接到其上的电池和连接电感的示意性框图，

图2示出针对变流器的无电压传感器的调节方案的示意性框图，

图3示出用于运行变流器的本发明方法的示意性流程图，

图4示出在本发明方法的步骤期间的示意性等效电路图，

图5示出在本发明变流器的交流电压侧上控制电压以及通过相线的电流的时间变化曲线，

图6示出在具有本发明软启动功能的变流器的交流电压侧上交流电压、相位和交流电流的时间变化曲线，以及

图7示出在无软启动功能的已知变流器的交流电压侧上交流电压、相位和交流电流的时间变化曲线。

具体实施方式

下面更详细描述的实施例是本发明的优选实施方式。

在图1中所示的变流器电路10包括具有第一直流电压连接端21和第二直流电压连接端22的直流电压测20。此外，在直流电压连接端21,22之间典型地连接电容C，以减小通过切换过程引起的直流电压波动。

对每个相a，b，c都设置第一半导体开关T1，T3，T5和第二半导体开关T2，T4，T6的串联电路。半导体开关T1，T2，T3，T4，T5，T6是具有并联连接的空转二极管的功率晶体管（例如N-MOSFET或IGBT）。在每个相a，b，c的两个半导体开关之间分别存在抽头24a，24b，24c。抽头24a，24b，24c分别在相线26a，26b，26c处经由各一个电感La，Lb，Lc与提供相电压Ua，Ub，Uc的电压源连接。电感La，Lb，Lc可以是相应相线26a，26b，26c的寄生电感。下面假设，电感La，Lb，Lc的电感值L是相等的。变流器10包括控制装置30（参见图2），该控制装置准备用于经由半导体开关T1，T2，T3，T4，T5，T6的栅极连接端G1，G2，G3，G4，G5，G6利用脉宽调制信号Sa，Sb，Sc来操控半导体开关T1，T2，T3，T4，T5，T6。

在正常运行中，相线26a，26b，26c经由其电感La，Lb，Lc与具有多个相线28a，28b，28c的三相电压源连接。此外，在正常运行中在直流电压连接端21,22之间并且与电容C并联地连接电消耗器40（例如电池）。诸如PFC变流器（PFC=power factor correction，功率因子校正）的变流器11例如被用于向高压电池（800V）充电。如图1和图2所示的变流器11典型地也可以在能量再生方向上运行，其中于是设备40至少暂时行使能量源的角色。

在图2中示出的针对无电压传感器的、涉及电压的调节方案的框图在开头提到的Malinowski的出版物中详尽地得以描述并且是专业人员已知的，从而为了引入参考标记的目的下面仅仅选取几点来。因此就此而言Malinowski的出版物（尤其是还有所使用的电参量的名称）属于本发明的公开内容，如这对于专业人员理解图2所需要的。

第一值变换块31准备用于确定电感La，Lb，Lc处的笛卡尔电流值iLα, iLβ和电压值uLα, uLβ，所述电感可以被解释为虚拟的（也即假想的）电动机的定子绕组。

第二值变换块32准备用于确定虚拟电动机的转子的笛卡尔电流值iLd, iLq。

第三值变换块33准备用于确定相电压U_L的所估计的相位γ_UL的正弦和余弦。第一比例积分调节器51产生参考电流值id_ref作为调节参量。第二比例积分调节器52产生涉及转子的电压矢量uSd，uSq的第一分量uSd作为调节参量。第三比例积分调节器53产生涉及转子的电压矢量uSd，uSq的第二分量uSq作为调节参量。

第四值变换块34在考虑相电压U_L的所估计的相位γ_UL的正弦和余弦的条件下从涉及转子的电压矢量uSd，uSq中产生涉及定子的电压矢量uSα, uSβ（空间矢量）。

控制装置30（其形成第五值变换块）从涉及定子的电压矢量uSα, uSβ中产生用于操控半导体开关T1，T2，T3，T4，T5，T6的脉宽调制信号Sa，Sb，Sc。

为了节省电压传感器，在值变换块31中借助从以下参量中的反算来确定为控制所需要的交流电压值uLα, uLβ：电流（其在相线26a，26b，26c上被测量）的电流强度ia，ib，ic，连接电感的已知电感值L。

如果连接电感La，Lb，Lc的电感值小，则在变流器11的起动期间对交流电压值uLα,uLβ的估计仍然非常不准确。因此在变流器11起动时的已知调节允许可能损坏变流器电路10的电流Ia，Ib，Ic。

如果例如以下适用：

Ua是线路a上的电压，

是线路a上的所估计的电压，

ia是线路a上的相电流的强度，

va，vb，vc是施加在变流器电路10上的电压（变流器电压）。

在t0时的初始条件可能如下：

Ua(t0) = 325 V,

ia(t0) = 0 A,

为了得到为0A的初始电流，线路电压Ua, Ub, Uc必须与变流器电压va, vb, vc一致：va(t0) = ûa(t0) = 0 V。

由于对线路电压Ua, Ub, Uc的估计是有误差的，因此假设电压U_L = Ua – va =325 V。对于其它参数假设以下值：电感值：L=200μH，调节周期：Ts=128μs。对于在示例中给定的值来说，由Δi = (Ua – va) * Ts/L得出电流直至唯一的调节周期结束为止升高到208A。因此，利用常见的空间矢量调制不能毫无困难地在没有高初始电流的情况下开动系统。在现有技术中使用避免过高起动电流的较大的电感。

用于启动变流器11的方法100可以在以下步骤中执行（参见图3）：

在第一步骤110中，与变流器11的第二直流电压极22连接的第二半导体开关T2，T4，T6被切换到非导通。

在第二步骤120中，在变流器11的至少三相的交流电压连接端28a，28b，28c上施加至少三相的交流电压Ua，Ub，Uc。

在第三步骤130中，在短的时间段Tp期间变流器电路10一侧的半导体开关被短路。图4示出在该短的时间段Tp内变流器电路10的等效电路图。在该短的时间段期间被短路的半导体开关例如可以是所有与正连接线路21连接的半导体开关T1，T3，T5，或者是所有与负连接线路22连接的半导体开关T2，T4，T6。小的脉冲61就足以为反算线路电压Ua，Ub，Uc的振幅|Û|以及尤其是相位θ获得足够准确的电流测量值ia，ib。

图5的上部示出用于操控晶体管T1，T3，T5的栅极G1，G3，G5（替换的也可以通过相同的方式仅操控晶体管T2，T4，T6的栅极G2，G4，G6）的控制电压的时间变化曲线。在该示例中，在半导体开关T1，T3，T5（或T2，T4，T6）的栅极G1，G3，G5（或G2，G4，G6）上施加12μs的脉冲。

在第四步骤140中，在预先确定的时间段Tp之内检测至少三相的交流电流连接端28a，28b，28c的电流Ia，Ib，Ic的强度ia，ib，ic和相位角值θ。图5的下部为此示出在三个相线26a，26b，26c上的电流强度ia，ib，ic的时间变化曲线。电流强度ia，ib，ic一直升高到12A并由此还处于容许的范围内。在脉冲61的时间Tp内确定平均电流。

在执行了克拉克（Clark）变换之后，从中得出电压的以下笛卡尔向量分量：uα = L* diα/dt和uβ = L * diβ/dt。uα和uβ（或iα和iβ）是笛卡尔坐标系（克拉克表示）中的线路电压的强度（或线路电流的强度）。在脉冲期间的电流的线性平均值是：iα_平均 = uα/L * Tp/2和iβ_平均= uβ/L * Tp/2，其中Tp是脉冲的持续时间。

在第五步骤150中，第一半导体开关T1，T3，T5在预先确定的时间段Tp之后被切换到非导通。

现在可以如下来估计周期Ts内的线路电压Ua，Ub，Uc。

在第六步骤160中，由在预先确定的时间段Tp之后检测的电流Ia，Ib，Ic的强度ia，ib，ic以及在预先确定的时间段Tp之内检测的电流Ia，Ib，Ic的强度ia，ib，ic来计算校正因子zα, zβ。

为此首先在预先确定的时间段Tp（也就是在导通时间段）计算平均电流值：

α (n + 1) = Ûα/L * Tp/2；β (n + 1) = Ûβ/L * Tp/2。

对于电流误差计算以下校正因子：

zα (n + 1) = Iα (n + 1) - Îα (n + 1)；

zβ (n + 1) = Iβ (n + 1) - Îβ (n + 1)。

在第七步骤170中，（在考虑在预先确定的时间段Tp之后检测的电流强度ia，ib，ic以及校正因子zα, zβ的条件下）确定所施加的交流电压U的相位角值θ。为了进行校正，在考虑放大因子K的条件下旋转所估计的线路电压α(n)：

α(n + 1) = Ûα(n) * cos(ω*Ts) - Ûβ(n) * sin(ω*Ts) - K * zα；

β(n + 1) = Ûβ(n) * cos(ω*Ts) + Ûα(n) * sin(ω*Ts) - K * zβ。

借助极坐标中的变换，计算所估计的交流电压的振幅和相位θ。可选地，可以借助相位θ的导数和低通滤波器来计算频率ω。

在第八步骤180中，将所确定的相位角值θ用作用于计算变流器11的脉宽调制信号Sa，Sb，Sc的起始值。在确定了电压的振幅|Û|以及尤其是相位θ之后，可以利用有效的起始向量（线路电压Ua，Ub，Uc的频率ω，相位θ和振幅|Ûa|, |Ûb|, |Ûc|）来起动无电压传感器的空间矢量调节装置12。图6和图7示出在软启动和无软启动的情况下对比。由于软起动，针对线路26a，26b，26c确定的交流电压Ua，Ub，Uc足够准确用以在变流器11的起动期间避免电流尖峰62（参见图7）。

图6的上部针对软启动方法示出在相线26a上的估计的和实际的交流电压振幅的时间变化曲线。图6的中部示出在相线26a上的估计的和实际的交流电压相位的对应时间变化曲线。图6的下部示出相线26a，26b，26c上的电流的对应时间变化曲线。

图7的上部针对在无软启动方法情况下变流器11的起动示出相线28a上的交流电压Ua的估计的和实际的振幅的时间变化曲线。图7的中部示出在相线26a上的估计的和实际的交流电压相位的对应时间变化曲线。图7的下部示出相线26a，26b，26c上的电流的对应时间变化曲线。

所建议的本发明使得可以使用已知的无电压传感器的空间矢量调节装置12，利用这种空间矢量调节装置可以有利地节省电压传感器。

Claims (7)

1.用于运行变流器（11）的方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：

-将与变流器（11）的第二直流电压极（22）连接的第二半导体开关（T2，T4，T6）切换到非导通；

-将至少三相的交流电压施加在变流器（11）的至少三相的交流电压连接端（28a，28b，28c）上；

-同时将3个与变流器（11）的第一直流电压极（21）连接的第一半导体开关（T1，T3，T5）切换到导通；

-在预先确定的时间段期间检测至少三相的交流电流连接端（28a，28b，28c）的电流的强度；

-在所述预先确定的时间段之后将第一半导体开关（T1，T3，T5）切换到非导通；

-由直接在预先确定的时间段之后检测的电流的强度以及在所述预先确定的时间段从估计的线路电压中计算的所述电流的强度来计算校正因子；

-在考虑直接在所述预先确定的时间段之前或直接在所述预先确定的时间段之后检测的电流强度以及所述校正因子的条件下确定待施加的交流电压的相位角值；以及

-使用所确定的相位角值作为起始值用于计算变流器（11）的脉宽调制信号。

2.根据权利要求1的方法，其特征在于，校正因子是二维的。

3.根据权利要求1的方法，其特征在于，在检测电流强度时在变流器（11）的至少两个相处分别检测电流强度。

4.根据权利要求1至3之一的方法，其特征在于，为了计算脉宽调制信号针对连接到交流电压侧（26）的虚拟电动机的定子计算空间矢量。

5.根据权利要求1至3之一的方法，其特征在于，为了计算脉宽调制信号针对连接到交流电压侧（26）的虚拟电动机的转子计算空间矢量。

6.根据权利要求1至3之一的方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：在考虑在预先确定的时间段之后检测的电流强度以及校正因子的条件下计算所施加的交流电压的振幅。

7.根据权利要求1至3之一的方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：在考虑在预先确定的时间段之后检测的电流强度以及校正因子的条件下计算所施加的交流电压的频率。