CN103339518B - 电源排插和功率测量方法 - Google Patents

Abstract

在电源排插与功率测量方法中，高精度地计算在插头插入部中所消耗的功率。该电源排插具有：第2电源线（12），其在与第1电源线（11）之间被施加电源电压；插头插入部（1a）；电流测量部（30），其测量从插头插入部（1a）向外部的电气设备供给的电流；第1光电耦合器（41），其具有与第1电源线（11）和第2电源线（12）之间连接的第1发光二极管(41a)，当所述电源电压超过第1阈值（V₁）时，输出电平发生变化的第1输出信号S₁；以及运算部（33），其利用根据第1输出信号（S₁）的电平发生变化的期间的长度X₀而推断出的电源电压的瞬时值（V(t)），以及由电流测量部（30）测量出的电流的瞬时值（I(t)），来计算功率值。

Description

电源排插和功率测量方法

技术领域

本发明涉及电源排插和功率测量方法。

背景技术

近年来，出于电力需要的增加和地球环境的顾虑，节约家庭或办公室中的消耗功率这样的势头变得高涨。由于这种节省能源意向的高涨，正在对随时切断电气设备的电源，或者重新调整空调的设定温度等作出努力。

为了把握在实际中通过这些努力实现了何种程度的省能源化，存在一种利用设置在各户的电表的方法。

但是，各户的电表在家庭内被设置于在分配功率之前的配电盘，因此不能测量家庭或办公室中的各个电气设备的消耗功率。

另外，在家庭或办公室中，存在将电源排插连接到墙面插座上来向多个电气设备分配电力的情况，但是在市场上销售的电源排插中，并不具备对各电气设备分别测量消耗功率的功能。

该消耗功率能够通过将电压测量装置与电源线电连接而测量得到。但是，在该方法中存在以下问题：当在电源线中产生电涌时，过大电流流过与电源线连接的电压测量装置，导致电压测量装置发生破坏。此外，优选尽可能高精度地进行消耗功率的计算。

专利文献1:日本特开平4-6477号公报

专利文献2:日本特开昭57-26761号公报

发明内容

本发明的目的在于，在电源排插和功率测量方法中对插头插入部所消耗的功率进行高精度地计算。

根据以下所公开的一个观点，提供一种电源排插，其具有：第1电源线；第2电源线，其与上述第1电源线之间被施加电源电压；插头插入部；电流测量部，其测量从上述插头插入部向外部电气设备供给的电流；第1光电耦合器，其具有与上述第1电源线和上述第2电源线之间电连接的第1发光二极管，当上述电源电压超过了第1阈值时输出电平发生变化的第1输出信号；以及运算部，其利用根据上述第1输出信号的电平发生变化的期间的长度而推断出的上述电源电压的瞬时值、以及由上述电流测量部测量出的上述电流的瞬时值，来对功率值进行计算。

此外，根据该公开的其他观点，提供一种功率测量方法，该方法包括：将供给电源排插的电源电压施加给第1光电耦合器所具有的第1发光二极管的两端的步骤；当上述电源电压超过了第1阈值时，监视电平发生变化的上述第1光电耦合器的第1输出信号，求出上述第1输出信号的电平发生变化的期间的长度的步骤；根据上述期间的长度来推断上述电源电压的瞬时值的步骤；对上述电源排插所具有的多个插头插入部中的每一个，测量从上述插头插入部向外部的电气设备供给的电流的瞬时值的步骤；以及利用上述电源电压的上述瞬时值与上述电流的上述瞬时值，来对上述多个插头插入部中的每一个独立地计算功率值的步骤。

附图说明

图1是第1实施方式所涉及的电源排插的外观图。

图2是当卸下了外壳时的第1实施方式所涉及的电源排插的外观图。

图3是第1实施方式所涉及的电源排插所具有的电流测量部和其附近的放大立体图。

图4是第1实施方式所涉及的电源排插所具有的霍尔元件的电路图。

图5是第1实施方式所涉及的电源排插所具有的霍尔元件的俯视图。

图6是用于说明第1实施方式所涉及的霍尔元件的感磁面与分支条之间的位置关系的立体图。

图7是在卸下了上部外壳的状态下的第1实施方式所涉及的电源排插的外观图。

图8是第1实施方式所涉及的电源排插所具有的发送电路部的功能框图。

图9是第1输出信号、第2输出信号以及电源电压的瞬时值的时序图。

图10是第1输出信号与第2输出信号的合成信号、以及电源电压的瞬时值的时序图。

图11是在第1阈值与第2阈值发生了变化的情况下的、第1输出信号与第2输出信号的合成信号以及电源电压的瞬时值的时序图。

图12是电源电压的瞬时值和电流的瞬时值的时序图。

图13是用于说明第1实施方式中的温度测量的流程图。

图14是用于说明第1实施方式中的电流测量的流程图。

图15是用于说明第1实施方式中的电压测量的流程图。

图16是用于说明第1实施方式中的功率测量的流程图。

图17是当电源电压的瞬时值稳定的正弦波的情况下的第1输出信号与第2输出信号的时序图。

图18是当电源电压的瞬时值不稳定的情况下的第1输出信号与第2输出信号的时序图。

图19是对判断电源电压是否稳定的顺序进行表示的流程图。

图20是用于说明第1实施方式所涉及的功率测量系统的示意图。

图21是第2实施方式所涉及的电源排插的外观图。

图22是当卸下了下部外壳和上部外壳的状态下的第2实施方式所涉及的电源排插的立体图。

图23是从图22的结构去除了第1电路基板、开关以及盖部件的状态下的立体图。

图24是第2实施方式所涉及的第1汇流条和辅助条的立体图。

图25是第2实施方式所涉及的第2汇流条的立体图。

图26是第2实施方式所涉及的第3汇流条的立体图。

图27是第2实施方式所涉及的分支条的立体图。

图28是第2实施方式所涉及的电源排插的分解立体图。

图29是第2实施方式所涉及的电源排插的电路图。

具体实施方式

（第1实施方式）

图1是本实施方式所涉及的电源排插1的外观图。

该电源排插1具有插座插头2、电源线3、下部外壳5以及上部外壳6。

其中，在上部外壳6中，与插座插头7对应地设置有多个插头插入部1a。插座插头7是外部电气设备所具有的插头，具有第1插头插片8、第2插头插片9以及接地端子10。

而且，在上述各插头插入部1a中，设置有插入第1插头插片8的第1插入口6a、插入第2插头插片9的第2插入口6b以及插入接地端子10的第3插入口6c。

在这种电源排插1中，通过将插座插头2插入位于墙面等的现存插座中，向各插头插入部1a供给现存插座的电源电压。

图2是卸下了各外壳5、6时的电源排插1的外观图。

如图2所示，在电源排插1中，设置有第1汇流条～第3汇流条11～13。这些汇流条11～13是例如通过将黄铜板等金属板脱模并对其进行弯曲加工制作而成的。

各汇流条11～13中，第1汇流条11和第2汇流条12分别被提供为第1电源线和第2电源线，经由电源线3（参照图1），分别与交流电源AC的两极A₊、A_-电连接。而且，第3汇流条13经由电源线3，被维持在接地电位。

此外，第1汇流条11具有多个容纳插座插头7的第2插头插片9的第1接点11a。

另一方面，第2汇流条12沿着其延伸方向，以一定的间隔具有夹持片12a。

夹持片12a分别夹持分支条17，在该分支条17的端部设置有一对第2接点17a。

第2接点17a与已述的第1接点11a形成对，来容纳插座插头7的第1插头插片8。

而且，第3汇流条13具有多个容纳插座插头7的接地端子10的第3接点13a。

在各分支条17的下方，设置有第1电路基板20。

在第1电路基板20上，设置有多个电流测量部30，该多个电流测量部30测量从分支条17向插座插头7供给的电流。

图3是电流测量部30与其附近的放大立体图。

电流测量部30与各个分支条17对应地具有被固定于第1电路基板20的磁性体芯21。磁性体芯21是为了聚集在流过分支条17的电流的周围产生的磁场而形成的，沿着该磁场路径形成大概环状。磁性体芯21的材料没有特别限定，在本实施方式中使用容易得到的铁素体（ferrite）。

此外，电流测量部30具有设置在磁性体芯21的间隙21a内的霍尔元件22。该霍尔元件22被用于根据间隙21a内磁场的强度，来测量流过分支条17的电流的瞬时值I(t)，通过焊接等被安装在第1电路基板20上。

由于电流测量部30像这样仅通过在第1电路基板20中安装磁性体芯21和霍尔元件22就能够制作，因此能够抑制电源排插1的部件数量、装配成本的增大。

图4是霍尔元件22的电路图。

如图4所示，霍尔元件22具有砷化镓系的感磁部23和动作放大器24。

感磁部23如果在电源端子22a与接地端子22b之间被施加了电压Vcc的状态下被暴露于磁场，则会产生与该磁场强度对应的电位差ΔV。该电位差ΔV在差动放大器24中被放大后，作为电流传感器电压V_s从输出端子22c被输出到外部。

图5是霍尔元件22的俯视图。

如图5所示，感磁部23以位于感磁面P_M的面内的方式被树脂26密封。然后，霍尔元件22从贯穿感磁部23的磁场中检测出与感磁面P_M垂直的分量，并将与该分量的大小相当的电流传感器电压V_s从上述的输出端子22c输出。

另外，各端子22a～22c通过焊接等，与第1电路基板20（参照图3）内的布线电连接。

上述那样的霍尔元件22与电流互感器（Currenttransformer）这种其他的磁场测量元件比较，由于元件的大小较小，因此不会导致电源排插的大型化。

另外，电流互感器利用随磁场时间的变动而产生的激发电流，来测量磁场的大小，因此测量对象被限定为交流磁场，但是霍尔元件22具有也能够测量静磁场的强度这样的优点。

此外，由于霍尔元件22比电流互感器便宜，因此能够防止电源排插的高成本化。

图6是用于说明霍尔元件22的感磁面P_M与分支条17之间的位置关系的立体图。

感磁面P_M被设定为平行于分支条17的延伸方向D₁。通过这样做，流过分支条17的电流所产生的磁场H₁以大致垂直的方式贯穿感磁面P_M，从而使霍尔元件22的电流检测感度提高。

此外，在本实施方式中，由于分支条17的延伸方向D₁与第2汇流条12的延伸方向D₂不平行，因此由第2汇流条12产生的磁场H₂不会垂直贯穿感磁面P_M。因此，能够降低为了测量由分支条17产生的磁场H₁而设置的霍尔元件22误检测由第2汇流条12产生的磁场H₂而带来的危险性。由此，能够防止在霍尔元件22的磁场检测结果中，含有除H₁外的磁场的影响引起的串扰，从而提高霍尔元件22对磁场H₁的测量精度。

尤其是如果分支条17的延伸方向D₁与第2汇流条12的延伸方向D₂垂直，则感磁面P_M也与延伸方向D₂垂直。因此，由第2汇流条12产生的磁场H₂没有与感磁面P_M垂直的分量，从而能够进一步降低霍尔元件22对该磁场H₂误检测而带来的危险性。

图7是在卸下了上部外壳6的状态下的电源排插1的外观图。

如图7所示，在下部外壳5上，划分出收容第2电路基板25的发送电路部27。

在第1电路基板20和第2电路基板25上，分别设置有连接器35、36，这些连接器35、36与通信线缆37连接。

通信线缆37具有以下功能：将从电源线3中获取的驱动各霍尔元件22（参照图3）所需的电力供给第1电路基板20，或者将各霍尔元件22的输出信号发送给第2电路基板25。

图8是发送电路部27的功能框图。

如图8所示，发送电路部27具有AD转换器32、运算部33、输出端口34、电压测量部50以及温度测量部60。

其中，AD转换器32将从各霍尔元件22输出的模拟值的电流传感器电压V_s进行数字化，生成数字电流信号V_ID，并将该数字电流信号V_ID输出到运算部33中。

运算部33例如是MPU(MicroProcessingUnit:微处理器)，如后述那样，运算部33对插头插入部1a各自的消耗功率值进行计算。该计算结果作为输出数据S_out从运算部33输出后，经由与运算部33电连接的输出端口34，被输出到外部。

此外，温度测量部60测量电压测量部50的周围温度，在其一端，具有被施加了电压Vcc的热敏电阻61。通过施加电压Vcc，在热敏电阻61中，有温度传感器电流I_T流过，但是该温度传感器电流I_T的大小根据周围的温度而变化，在热敏电阻61的另一端显现的温度传感器电压V_T也发生变化。通过监视该温度传感器电压V_T，能够把握周围温度。

该温度传感器电压V_T被上述的AD转换器32数字化，作为数字温度信号V_TD输出到运算部33中。

另一方面，电压测量部50具有第1光电耦合器41、第2光电耦合器42、第1反相器INV₁以及第2反相器INV₂。

其中，第1光电耦合器41具有第1发光二极管41a和接受这种光的第1光电晶体管41b，第1发光二极管41a的阴极与第2汇流条12电连接。此外，第1发光二极管41a的阳极经由第1电阻R₁，与第1汇流条11电连接。

该第1电阻R₁发挥防止过大的电流从各汇流条11、12流过第1发光二极管41a的作用。

第1光电晶体管41b的发射极经由第3电阻R₃被施加电压Vcc，第1光电晶体管41b的集电极被维持为接地电压。

发射极电流I_e在这些发射极-集电极之间流过，但是根据该发射极电流I_e的大小，第3电阻R₃中的电压降低量发生变化，发射极电压V_e也发生变化。

例如，当第1光电耦合器41为截止（OFF）状态的情况下，第1光电晶体管41b成为截止状态，因此在第3电阻R₃中，不流过发射极电流I_e，发射极电压V_e与电压Vcc相同，成为高电平。

另一方面，当第1光电耦合器41为导通（ON）状态的情况下，第1光电耦合器41b成为导通状态。因此，在第3电阻R₃中流过发射极电流I_e，发射极电压V_e比电压Vcc降低了第3电阻R₃中的电压降低量，而成为低电平。

这种发射极电压V_e在后段的第1反相器INV₁中电压电平被翻转而成为第1输出信号S₁。

这里，当第1发光二极管41a被施加的正向电压超过了正的第1阈值V₁的情况下，第1光电耦合器41被设定为成为导通状态。因此，通过监视第1输出信号S₁的电压电平，能够判断各汇流条11、12之间的电源电压的瞬时值V(t)是否超过了第1阈值V₁。

另外，第1反相器INV₁在电压Vcc与接地电位之间进行驱动。电压Vcc的输入节点与第1电容器C₁的一方电极连接，由此第1反相器INV₁被输入的电压Vcc实现了稳定化。

另一方面，第2光电耦合器42具有第2发光二极管42a和接受这种光的第2光电晶体管42b，第2发光二极管42a的阴极与第1汇流条11电连接。此外，第2发光二极管42a的阳极经由第2电阻R₂，与第2汇流条12电连接。

第2光电耦合器42和其后段的第2反相器INV₂的各功能与上述的第1光电耦合器41和第1反相器INV₁各功能相似。

例如，当第2光电耦合器42为截止状态时，发射极电压V_e与电压Vcc相同，成为高电平，将对其进行翻转后的低电平的电压作为第2输出信号S₂从第2反相器INV₂输出。

然后，当第2光电耦合器42为导通状态时，由于第4电阻R₄中的电压降低，发射极电压V_e相比电压Vcc变低，第2输出信号S₂成为高电平。

另外，在第2反相器INV₂中，通过设置于电压Vcc的输入节点的第2电容器，也实现了电压Vcc的稳定化。此外，通过在第2光电耦合器42的前段设置第2电阻R₂，能够防止过大电流从各汇流条11、12流过第2发光二极管42a。

当第2发光二极管42a被施加的正向电压超过了正的第2阈值V₂的情况下，上述的第2光电耦合器42被设定为成为导通状态。因此，通过监视第2输出信号S₂的电压电平，能够判断在各汇流条11、12之间的电源电压的瞬时值V(t)是否超过了第2阈值V₂。

另外，在本实施方式中，由于各发光二极管41a、42a以分别相反的极性与各汇流条11、12电连接，因此能够通过第1发光二极管41a监视瞬时值V(t)的正侧，通过第2发光二极管42a监视瞬时值V(t)的负侧。

此外，由于第1光电耦合器41的输入侧与输出侧被电隔离，因此即便由于电涌使瞬时值V(t)产生较大的变化，输出侧的第1发光二极管41b破损的危险性也较低。同理，由电涌引起第2光电耦合器42破损的危险性也较低。

由此，在本实施方式中，能够提高电压测量部50的电涌耐性。

接着，对上述的发送电路部27的详细动作进行说明。

图9是上述的第1输出信号S₁、第2输出信号S₂以及电源电压的瞬时值V(t)的时序图。另外，在图9中，也一起记载了将第1输出信号S₁与第2输出信号S₂合成后的合成信号S₃。

此外，当第1汇流条11和第2汇流条12的电位相等时，设电源电压V(t)为0，当第1汇流条11的电位比第2汇流条12高时，设电源电压V(t)为正。

如图9所示，当电源电压的瞬时值V(t)超过第1阈值V₁时，第1输出信号S₁成为高电平。

另一方面，当瞬时值V(t)比第2阈值V₂低时，第2输出信号S₂成为高电平。

由此，当第1输出信号S₁为高电平时，运算部33可以将瞬时值V(t)识别为正侧，当第2输出信号S₂为高电平时，运算部33可以将瞬时值V(t)识别为负侧。

另外，当各输出信号S₁、S₂中的任意一方始终为低电平时，运算部33可以将瞬时值V(t)识别为始终在正侧和负侧中的任意一方，从而能够判断为电源电压是从太阳能电池或直流配电设备中供给的直流电压。

另一方面，当各信号S₁、S₂均为低电平时，将这些各信号S₁、S₂合成而形成的合成信号S₃成为低电平。

运算部33利用这种各信号S₁、S₂的特性，如以下那样推断瞬时值V(t)的值。

图10是电源排插1在实际使用中的瞬时值V(t)与合成信号S₃的时序图。

如图10所示，在实际使用中，由于与各插头插入部1a（参照图1）连接的外部设备的负载的原因，瞬时值V(t)的峰值V_m以V_m(A)、V_m(B)、V_m(C)那样的方式发生变化。

而且，如果峰值发生变化，则瞬时值V(t)超过各阈值V₁、V₂的时机也发生变化，因此合成信号S₃成为低电平的期间的长度X也以X(A)、X(B)、X(C)那样的方式发生变化。

因此，该期间的长度X能够用于推断峰值V_m和电源电压的有效电压值V_rms。

在本实施方式中，设该期间的长度X与电源电压的有效电压值V_rms为线形关系，根据以下的公式（1），来推断有效电压值V_rms。

[数1]

V_rms＝aX+b···(1)

另外，公式（1）中的a、b是根据实验预先求出的常数。

按照这样计算有效电压值V_rms后，就可以按照以下的公式（2），来计算电源电压的瞬时值V(t)。

[数2]

$V\left(t\right)=\sqrt{2}{V}_{\mathrm{rms}}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)=\sqrt{2}(\mathrm{aX}+b)\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\·\·\·\left(2\right)$

另外，在公式（2）中，ω是电源电压的角频率，可以使用在电源排插1的使用地域中所规定的值。

在上述中，利用合成信号S₃为低电平期间的长度X，计算出有效电压值V_rms（公式1）和瞬时值V(t)（公式2），但是本实施方式并不限定于此。

例如，如图10所示，如果峰值V_m发生变化，则第1输出信号S₁为低电平期间的长度X₀也以X₀(A)、X₀(B)、X₀(C)那样的方式发生变化，因此也可以利用该长度X₀来推断有效电压值V_rms和瞬时值V(t)。

这种情况下，假设期间的长度X₀与电源电压的有效电压值V_rms为线形关系，可以按照以下的公式（3）来推断出有效电压值V_rms。

[数3]

V_rms＝αX₀+β···(3)

在公式（3）中，α、β为根据实验预先求出的常数。

通过将公式（3）代入公式（2）中，能够按照以下的公式（4），推断出瞬时值V(t)。

[数4]

$V\left(t\right)=\sqrt{2}{V}_{\mathrm{rms}}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)=\sqrt{2}(a{X}_0+\mathrm{\β})\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\·\·\·\left(4\right)$

在本实施方式中，按照公式（2）或公式（4），求出瞬时值V(t)，并将其用于如后述那样的功率值的计算。由于瞬时值V(t)和有效电压值V_rms根据负载的状态等不断地发生变化，因此通过这样求出实际的瞬时值V(t)，能够准确地求出功率值。

尤其是与各光电耦合器41、42的发射极电压V_e相比，从反相器INV₁、INV₂（参照图8）中输出的上述各输出信号S₁、S₂、将输出信号S₁、S₂合成而形成的第3输出信号S₃的边缘的上升沿和下降沿是清晰的。因此，能够高精度地求出上述各期间的长度X、X₀，从而提高基于公式（2）和公式（4）的瞬时值V(t)的计算精度。

但是，由于第1光电耦合器41与第2光电耦合器42均为半导体元件，因此如果周围的温度发生变化，则对它们设定的第1阈值V₁和第2阈值V₂也发生变化。

图11是在这样的第1阈值V₁和第2阈值V₂发生了变化的情况下的、瞬时值V(t)与合成信号S₃的时序图。

如图11所示，伴随着周围温度上升，各阈值V₁、V₂的绝对值变大。然后，随着这种各阈值V₁、V₂的变化，合成信号S₃为低电平期间的长度X也发生变化。

这样，使用该长度X，根据公式（1）得到的有效电压值V_rms和根据公式（2）得到的瞬时值V(t)的可靠性降低。

因此，在本实施方式中，利用通过温度测量部60所测量的温度Y，按照以下的公式（5），对公式（1）的常数a进行校正。

[数5]

a＝cY+d···(5)

另外，公式（5）中的c、d是根据实验预先求出的常数。

将公式（5）代入公式（1）后，得到以下的公式（6）。

[数6]

V_rms＝cYX+dX+b···(6)

根据该公式（6），能够计算考虑了周围温度Y的有效电压值V_rms。另外，将该公式（6）代入公式（5）后，得到以下的公式（7）。

[数7]

$V\left(t\right)=\sqrt{2}(\mathrm{cYX}+\mathrm{dX}+b)\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\·\·\·\left(7\right)$

根据公式（7），能够计算考虑了周围温度Y的瞬时值V(t)。

另外，在利用公式（3），推断有效电压值V_rms的情况下，通过与公式（5）相同的理由，能够按照以下的公式（8），对公式（3）中的α进行校正。

[数8]

α=γY+δ···(8)

另外，公式（8）中的γ、δ是根据实验预先求出的常数。

然后，通过将公式（8）代入公式（3）中，按照以下的公式（9），能够计算考虑了周围温度Y的有效电压值V_rms。

[数9]

V_rms＝γYX₀+δX₀+β···(9)

另外，将该公式（9）代入公式（4）后，得到以下的公式（10）。

[数10]

$V\left(t\right)=\sqrt{2}(\mathrm{\γ}{\mathrm{YX}}_0+{\mathrm{\δX}}_0+\mathrm{\β})\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\·\·\·\left(10\right)$

按照公式（10），能够计算考虑了周围温度Y的瞬时值V(t)。

接着，对本实施方式所涉及的功率测量方法进行说明。

图12是成为该功率测量对象的电源电压的瞬时值V(t)和电流的瞬时值I(t)的时序图。

另外，在图12中，示例了电压与电流的瞬时值V(t)、I(t)的相位一致的情况，但是根据负载的种类的不同，也存在各瞬时值V(t)、I(t)的位相发生偏移的情况。

此外，在该时序图中，还一起记载了从各霍尔元件22中输出的数字电流信号V_ID。数字电流信号V_ID对应于电流的瞬时值I(t)的测量值，并与该瞬时值I(t)同步。

另外，在该时序图中，还一起记载了已述的各信号S₁～S₃。

图13～图16是用于说明本实施方式所涉及的功率测量方法的流程图。除非另有规定，这些流程图中的各步骤是由运算部33执行的。

如以下那样，运算部33进行温度测量（图13）、电流测量（图14）、电压测量（图15）以及功率测量（图16）。

在图13的最初的步骤P1中，运算部33以规定的采样频率F取得数字温度信号V_TD。

对采样频率F没有特别的限定。在本实施方式中，运算部33识别出第1输出信号S₁的周期T（参照图12），并通过将该周期T平均分为64份，采用64／T为采样频率F。

接着，进入步骤P2，运算部33根据数字温度信号V_TD，对温度Y进行计算。可以通过例如预先作成预定数字温度信号V_TD与温度Y的图表，运算部33参照该图表，求出与数字温度信号V_TD对应的温度Y而执行本步骤。

接着，进入步骤P3，通过利用已述的公式（5），运算部33将常数a校正为a＝cY+d。

另外，如已述的那样，公式（5）是通过公式（1）计算有效电压值V_rms时的校正式。当不用公式（1）而是用公式（3）计算有效电压值V_rms时，如公式（8）那样，运算部33将α校正为α＝γY＋δ即可。

通过以上那样，温度测量结束。

接着，参照图14，对电流测量进行说明。

在最初的步骤P10中，运算部以上述的采样频率F（＝64／T）取得已述的数字电流信号V_ID。

接着，进入步骤P11，运算部33根据数字电流信号V_ID，对多个插头插入部1a分别计算电流I的瞬时值I(t)。

可以通过例如参照预先作成的数字电流信号V_ID与瞬时值I(t)的图表，读取与采样时刻中的数字电流信号V_ID对应的瞬时值I(t)而执行本步骤。

接着，进入步骤P12，对多个插头插入部1a分别计算电流I的有效值I_rms。可以将步骤P11中计算出的瞬时值I(t)的最大值确认为电流的峰值I_m，并按照以下的公式（11）计算有效值I_rms。

[数11]

$I_{\mathrm{rms}}=\frac{I_m}{\sqrt{2}}\·\·\·\left(11\right)$

通过以上所述，电流测量结束。

接着，参照图15，对电压测量进行说明。

首先，在步骤P20中，开始使用电源排插1。由此，电源电压被施加给第1发光二极管41a（参照图8）的两端。

此外，与此同时，在步骤P21中，电源电压也被施加给第2发光二极管41b的两端。

接着，进入步骤P22，运算部33对第1输出信号S₁为低电平期间的长度X₀（参照图12）进行计算。

然后，进入步骤P23，对合成信号S₃为低电平期间的长度X（参照图12）进行计算。

在计算长度X时，运算部33不需要利用合成信号S₃。例如，运算部33可以将第1输出信号S₁的上升沿与第2输出信号S₂的下降沿的间隔计算为长度X。

接着，进入步骤P24，运算部33推断有效电压值V_rms。

可以利用在步骤P23中求出的期间的长度X，根据公式（1）将有效电压值V_rms推断为V_rms＝aX+b。或者，也可以利用在步骤P22中求出的期间的长度X₀，根据公式（3）将有效电压值V_rms推断为V_rms＝αX₀+β。

接着，进入步骤P25，运算部33推断电源电压的瞬时值V(t)。

在瞬时值V(t)的推断中，利用在步骤P24中计算出的有效电压值V_rms。

例如，当在步骤P24中根据公式（1）将有效电压值V_rms计算为V_rms＝aX+b的情况下，可以利用公式（2）将瞬时值V(t)推断为V(t)＝√2（aX+b）sin(ωt)。

另一方面，当在步骤P24中根据公式（3）将有效电压值V_rms计算为V_rms＝αX+β的情况下，可以利用公式（4）将瞬时值V(t)推断为V(t)＝√2（αX₀+β）sin(ωt)。

无论在哪种情况下，瞬时值V(t)的采样频率与在步骤P11（图14参照）中计算电流I的瞬时值I(t)时所使用的采样频率F均为相同的频率。此外，关于采样点，在瞬时值V(t)与瞬时值I(t)中也使用了同一个点。

通过以上所述，电压测量结束。

接着，参照图16，对功率测量进行说明。

首先，在最初的步骤P30中，运算部33根据以下的公式（12），对每个插头插入部1a有效功率值P进行计算。

[数12]

$P=\frac{1}{T}{\∫}_0^{T}V\left(t\right)I\left(t\right)\mathrm{dt}\·\·\·\left(12\right)$

另外，在公式（12）中，I(t)是在步骤P11（参照图14）中求出的电流的瞬时值，V(t)是在步骤P26（参照图15）中求出的电压的瞬时值。而且，作为公式（12）的被积分函数，使用同一采样点中的各瞬时值I(t)、V(t)的值。

像这样为了在同一采样点计算各瞬时值I(t)、V(t)的乘积，优选通过运算部33预先求出预定的瞬时值V(t)的过零点。

如图12所示，如果预先将各阈值V₁、V₂的绝对值设定为相等，则可以求出各输出信号S₁、S₂均为低电平的期间的长度X的中点来作为过零点Q。

然后，如果以该过零点Q作为起点，以相同的采样频率F开始各瞬时值I(t)、V(t)的采样，则能够求出同一采样点中的各瞬时值I(t)、V(t)。

另外，在像这样求出过零点Q的情况下，运算部33也可以计算相邻的过零点Q的间隔T₁，将该间隔T₁的两倍作为周期T而求出。通过这样做，即便在负载不稳定导致瞬时值V(t)的波形不稳定的情况下，也能够准确地求出周期T，因此根据该周期T得到的采样频率F（＝64／T）的准确性得到提高。

尤其是当与插头插入部1a连接的负载为AC-DC电源时，瞬时值V(t)的波形容易变得不稳定，因此像这样根据过零点Q求出周期T是具有好处的。

接着，进入步骤P31，运算部33根据以下的公式（13），计算每个插头插入部1a的视在功率值S。

[数13]

S＝V_rms·I_rms···(13)

另外，在公式（13）中，I_rms是在步骤P12（参照图14）中求出的电流的有效值，V_rms是在步骤P24（图15）中求出的有效电压值V_rms。

接着，进入步骤P32，运算部利用通过上述计算出的有效功率值P与视在功率值S，根据以下的公式（14），计算每个插头插入部1a功率因数cosθ。

[数14]

$\cos \mathrm{\θ}=\frac{P}{S}\·\·\·\left(14\right)$

另外，在公式（14）中，θ是电压与电流的各个有效值V(t)、I(t)的位相差。

通过以上所述，功率测量结束。

运算部33在进行了图13～图16的各步骤之后，将包括有效功率值P、视在功率值S、以及功率因数cosθ的输出数据S_out输出到输出端口34（参照图8）中。

对输出数据S_out的规格没没有特别的限定，可以以USB(UniversalSerialBus：通用串行总线)规格、有线LAN(LocalAreaNetwork：局域网)、以及无线LAN中的任意一个对输出数据S_out格式化。

另外，优选在该输出数据S_out中，也包含电流的瞬时值I(t)、有效电流值I_rms、电源电压的瞬时值V(t)以及有效电压值V_rms等。

另外，运算部33除上述的功率测量之外，也能够通过以下所述的步骤来判断电源电压是否稳定。

图17是当电源电压的瞬时值V(t)为稳定的正弦波时的第1输出信号S₁与第2输出信号S₂的时序图。

在这种情况下，如果预先将第1阈值V₁与第2阈值V₂各自的绝对值设定为相等，则第1输出信号S₁为低电平的期间的长度X₁与第2输出信号S₂为低电平的期间的长度X₂相同。

另一方面，图18是当电源电压的瞬时值V(t)不稳定时的第1输出信号S₁与第2输出信号S₂的时序图。

在该例子中，示例了电源电压的瞬时值V(t)负侧的峰电压比正侧峰电压低的情况。

在这种情况下，如果预先将第1阈值V₁与第2阈值V₂各自的绝对值设定为相等，则长度X₂比长度X₁长。

如图17和图18所示，长度X₁、X₂能够用于判断瞬时值V(t)是否稳定。利用这些，运算部33就能够通过以下所述的步骤来判断电源电压的稳定性。

图19是表示判断电源电压是否稳定的顺序的流程图。

在最初的步骤P40中，运算部33判断第1输出信号S₁为低电平的期间的长度X₁与第2输出信号S₂为低电平的期间的长度X₂是否相同。

这里，在判断为相同的（是：YES）情况下，进入步骤P41，如图17所示那样，判断为瞬时值V(t)是稳定的正弦波。

另一方面，在判断为不同的（NO）情况下，进入步骤P42，如图18所示那样，判断为瞬时值V(t)不稳定。

通过以上所述的步骤，用于判断该电源电压的稳定性的基本步骤结束。

运算部33将该判断结果包含在输出数据S_out中，发送给输出端口34（参照图8）。

接着，对使用了该电源排插1的功率测量系统进行说明。

图20是用于说明本实施方式所涉及的功率测量系统80的示意图。

在使用电源排插1时，如图20所示，将插头2插入墙面插座78中。

然后，将第1电气设备～第4电气设备71～74的插座插头71a～74a插入电源排插1的各插头插入部1a中。另外，不需要将全部的插头插入部1a与电气设备连接，也可以在多个插头插入部1a中存在未使用的一部分。

另外，通过USB线缆等信号线缆75，来连接个人计算机等电子计算机76与电源排插1的输出端口34。

通过这样做，电气设备71～74中的有效功率值P、视在功率值S以及功率因数cosθ借助已述的输出数据S_out分别被电子计算机76获得。

针对每个电气设备71～74，在监视器77中显示这些有效功率值P、视在功率值S以及功率因数cosθ。

用户通过对监视器77进行监视，能够实时把握各电气设备71～74中消耗了多少功率，并能够得到为了省能源化是否应当降低各电气设备71～74中的功率的判断材料。

另外，为了给用户提供方便，也可以利用输出数据S_out，将电源电压的瞬时值V(t)和有效电压值V_rms显示在监视器77中，也可以显示从各插头插入部1a供给的电流的瞬时值I(t)或实效电流值I_rms。

此外，也可以在电子计算机76内设置数据库76a，将各电器设备71～74在规定期间内的总功率储存到该数据库76a中。由此，能够进一步增加是否应该降低功率的判断材料。

根据以上说明的本实施方式，如参照图20进行说明的那样，能够对连接到电源排插1的各电气设备71～74的功率值独立地进行监视。

然后，如参照图8说明的那样，为了监视电源电压的瞬时值V(t)，使用了电涌耐性高的第1光电耦合器41与第2光电耦合器42，因此由电涌引起电压测量部50发生破损的危险性较小。

并且，如参照公式（12）说明的那样，当计算有效功率值P时，使用电源电压的瞬时值V(t)和电流的瞬时值I(t)。由此，在有效功率值P中反映出实际使用中的瞬时值V(t)、I(t)的变化，与例如将有效电压值V_rms固定为100V来计算功率值的情况相比，有效功率值P的计算精度得到提高。

另外，通过根据由温度测量部60测量出的温度Y，如公式（7）和公式（10）那样对电源电压的瞬时值V(t)进行校正，即便在电源排插1的周围温度Y发生了变化的情况下，也能够正确地计算有效功率值P。

此外，如图3所示，由于用比其他磁场测量元件小的霍尔元件22来测量电流的瞬时值I(t)，因此能够计算电源排插1内的功率值而不会导致电源排插1的大型化。

（第2实施方式）

图21是本实施方式所涉及的电源排插101的外观图。另外，在图21中，对具有与第1实施方式中说明的内容相同的功能的元素，赋予与第1实施方式相同的附图标记，以下省略其说明。

如图21所示，在该电源排插101中，分别对应于多个插头插入部1a设置开关102。

图22是在卸下了下部外壳5和上部外壳6的状态下的电源排插101的立体图。

各开关102是跷板开关（rockerswitch），通过用户将按钮102x按到接通侧或断开侧，能够使第2汇流条12与各分支条17电连接，或者从第2汇流条12电切断各分支条17。

此外，通过螺丝110，将收纳磁性体芯21（参照图3）的盖部件108固定在第1电路基板20上。

图23是从图22的结构去除了第1电路基板20、开关102以及盖部件108的状态下的立体图。

另外，在图23中，对具有与第1实施方式中说明的内容相同的功能的元素，赋予与第1实施方式相同的附图标记，以下省略其说明。

如图23所示，在本实施方式中，在第2汇流条12上设置有第4接点12e，并且在分支条17的前端设置有第5接点17e。

另外，除了第1～第3汇流条11～13之外，设置有用于向各开关102所内置的LED等光源供给电力的辅助条104。

该辅助条104是通过将黄铜板等金属板脱模并将其进行弯曲加工而制作的，具有与各开关102对应的多个分支104a。而且，在该分支104a的前端，形成有从分支104a的延伸方向向垂直方向弯曲的第6接点104e。

图24是第1汇流条11与辅助条104的立体图。

如图24所示，第1汇流条11与辅助条104通过连接线缆110彼此电连接，且彼此为同电位。

另一方面，图25是第2汇流条12的立体图，图26是第3汇流条13的立体图。

这些汇流条12、13也能够通过将黄铜板等金属板脱模并将其进行弯曲加工制作而成。

此外，图27是本实施方式所涉及的分支条17的立体图。

如图27所示，在分支条17的端部设置有第2接点17a的延长部17y。

图28是电源排插101的分解立体图。

如图28所示，盖部件108其内侧具有收纳磁性体芯21的大小，具有分支条17贯插的缝隙108a。

另外，在该盖部件108的底部，设置有两个嵌合突起108b。该嵌合突起108b与设置在第1电路基板20上的嵌合孔20e嵌合，由此将盖部件108和第1电路基板20定位。

通过这样对每个磁性体芯21设置盖部件108，通过螺丝将盖部件108固定于第1电路基板20，从而第1电路基板20上的磁性体芯21的稳定性得到提高。

另一方面，在开关102中设置有第1端子～第3端子102a～102c。这些端子102a～102c分别与上述的第4接点12e、第5接点17e以及第6接点104e嵌合。

图29是包括该开关102的电源排插101的电路图。另外，在图30中，省略了成为接地线的第3汇流条13。

如图29所示，各开关102具有光源120与两枚导电插片118。这些导电插片118与按钮102x（参照图22）机械连接，通过按钮102x的操作使开关102成为导通状态后，分支条17与分支104a同时与第2汇流条12电连接。

像这样成为导通状态后，光源120发光，通过该光能够照亮具有透光性的按钮102x（参照图22）的整体，从而用户能够得知开关102为导通状态。

另外，本实施方式所涉及的电源排插101也具有与图8为相同电路结构的发送电路部27，从而能够进行与第1实施方式相同的功率测量方法。

根据以上说明的本实施方式，如图21所示，分别在各插头插入部1a中设置有开关102。由此，在不使用与插头插入部1a连接的电气设备的情况下，通过断开与该插头插入部1a对应的开关102，来切断从插头插入部1a向电气设备供给的功率，从而能够切断该电气设备的待机电力。

另外，如图28所示，通过将磁性体芯21收纳在盖部件108的内侧，并将盖部件108固定在第1电路基板20上，使磁性体芯21难于在电路基板20上发生位置偏移，从而提高在电路基板20上安装磁性体芯21的稳定性。

以上，对各实施方式进行了详细地说明，但是各实施方式并不限定于上述内容。

例如，在上述中，如图1或图21那样，说明了对电源排插1、101设置了多个插头插入部1a的情况，但是也可以在电源排插1、101上仅设置一个插头插入部1a。

Claims (18)

1.一种电源排插，其特征在于，具有：

第1电源线；

第2电源线，在该第2电源线与所述第1电源线之间被施加电源电压；

插头插入部；

电流测量部，其测量从所述插头插入部向外部电气设备供给的电流；

第1光电耦合器，其具有与所述第1电源线和所述第2电源线之间电连接的第1发光二极管，当所述电源电压超过第1阈值时输出电平发生变化的第1输出信号；

第2光电耦合器，该第2光电耦合器具有与所述第1电源线和所述第2电源线之间以与所述第1发光二极管相反的极性电连接的第2发光二极管，当所述电源电压超过第2阈值时输出电平发生变化的第2输出信号；以及

运算部，其利用根据所述第1输出信号与所述第2输出信号均为低电平的期间的长度而推断出的所述电源电压的瞬时值、以及由所述电流测量部测量出的所述电流的瞬时值，来计算功率值。

2.根据权利要求1所述的电源排插，其特征在于，

当将所述第1输出信号与所述第2输出信号均为低电平的期间的长度设为X时，所述运算部利用V_rms＝aX+b来计算所述电源电压的有效电压值V_rms，其中，a和b是常数，

将时刻t的所述电源电压的瞬时值推断为√2V_rmssin(ωt)，其中，ω是已知的角频率。

3.根据权利要求2所述的电源排插，其特征在于，

还具有温度传感器，该温度传感器测量所述第1光电耦合器与所述第2光电耦合器周围的温度，

所述运算部根据所述温度来校正所述电源电压的所述有效电压值V_rms。

4.根据权利要求3所述的电源排插，其特征在于，

当将所述温度设为Y时，所述运算部利用V_rms＝cYX+dX+b来校正所述有效电压值V_rms，其中，c和d是常数。

5.根据权利要求1至4中任意一项所述的电源排插，其特征在于，

所述运算部通过以时间对所述电源电压的瞬时值与所述电流的瞬时值的乘积进行积分，来计算有效功率值作为所述功率值。

6.根据权利要求5所述的电源排插，其特征在于，

所述运算部通过使所述电源电压的有效电压值与所述电流的有效电流值相乘，来对每个所述插头插入部计算视在功率值，根据所述有效功率值与所述视在功率值之比来计算功率因数。

7.根据权利要求5所述的电源排插，其特征在于，所述运算部：

以规定的采样频率对所述电流的瞬时值进行采样，

以所述采样频率对所述电源电压的瞬时值进行采样，并且

求出在同一采样点处的所述电流的瞬时值与所述电源电压的瞬时值的乘积，通过以时间对该乘积进行积分来计算所述有效功率值。

8.根据权利要求7所述的电源排插，其特征在于，

所述运算部通过对所述第1输出信号的周期进行平均分割，来确定所述采样频率。

9.根据权利要求7所述的电源排插，其特征在于，

所述第1阈值与所述第2阈值各自的绝对值相等，

所述运算部将所述第1输出信号与所述第2输出信号均为低电平的所述期间的长度的中点判断为过零点，将该过零点作为所述采样的起点。

10.根据权利要求1至4中任意一项所述的电源排插，其特征在于，

所述第1光电耦合器具有接收所述第1发光二极管的光的第1光电晶体管，

所述第2光电耦合器具有接收所述第2发光二极管的光的第2光电晶体管，

该电源排插还具有：

第1反相器，其使所述第1光电晶体管的发射极电压翻转来生成所述第1输出信号；和

第2反相器，其使所述第2光电晶体管的发射极电压翻转来生成所述第2输出信号。

11.根据权利要求1至4中任意一项所述的电源排插，其特征在于，

还具有输出端口，该输出端口与所述运算部电连接并将包含所述功率值的输出数据输出到外部。

12.根据权利要求11所述的电源排插，其特征在于，

在所述输出数据中包含所述电源电压的瞬时值与所述电流的瞬时值。

13.根据权利要求1至4中任意一项所述的电源排插，其特征在于，所述电流测量部具有：

流动所述电流的条；

围绕所述条并且形成有间隙的磁性体芯；以及

霍尔元件，其被设置于所述间隙，测量所述电流。

14.根据权利要求13所述的电源排插，其特征在于，

所述霍尔元件的感磁面与所述条的延伸方向平行。

15.一种功率测量方法，其特征在于，包括：

将供给电源排插的电源电压施加给第1光电耦合器所具有的第1发光二极管的两端的步骤；

当所述电源电压超过第1阈值时，监视电平发生变化的所述第1光电耦合器的第1输出信号，求出所述第1输出信号在电平发生变化的期间的长度的步骤；

对第2光电耦合器所具有的第2发光二极管的两端以与所述第1发光二极管的极性相反的施加所述电源电压的步骤；

当所述电源电压超过第2阈值时，监视电平发生变化的所述第2光电耦合器的第2输出信号，求出所述第1输出信号与所述第2输出信号均为低电平的期间的长度的步骤；

根据所述第1输出信号与所述第2输出信号均为低电平的所述期间的长度，来推断所述电源电压的瞬时值的步骤；

对所述电源排插所具有的多个插头插入部中的每一个，测量从所述插头插入部向外部的电气设备供给的电流的瞬时值的步骤；以及

利用所述电源电压的瞬时值与所述电流的瞬时值，来对所述多个插头插入部的每一个独立地计算功率值的步骤。

16.根据权利要求15所述的功率测量方法，其特征在于，

在推断所述电源电压的瞬时值的步骤中，

当将所述第1输出信号与所述第2输出信号均为低电平的期间的长度设为X时，利用V_rms＝aX+b来计算所述电源电压的有效电压值V_rms，其中，a和b为常数，

将时刻t的所述电源电压的瞬时值推断为√2V_rmssin(ωt)，其中，ω为已知的角频率。

17.根据权利要求16所述的功率测量方法，其特征在于，还包括以下步骤：

测量所述第1光电耦合器与所述第2光电耦合器的周围温度的步骤；和

根据所述温度来校正所述电源电压的所述有效电压值V_rms的步骤。

18.根据权利要求15至17中任意一项所述的功率测量方法，其特征在于，

在所述第1阈值与所述第2阈值的绝对值相等，

所述功率测量方法还包括在所述第1输出信号为低电平的期间的长度与所述第2输出信号为低电平的期间的长度相同的情况下，判断为所述电源电压稳定，在除此之外的情况下判断为所述电源电压不稳定的步骤。