CN103326722A - 一种自适应样值估计电路和方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种自适应样值估计电路及方法，其中，该电路包括相位误差检测模块、去噪声模块、数字控制振荡模块及样值估计模块；相位误差检测模块，用于根据ADC电路输出信号的估计样值y(k)计算相位误差U(k)，并将U(k)发送至去噪声模块，k≥0，k为整数；去噪声模块，用于滤除U(k)的高频噪声分量，得到平稳的相位误差W(k)，并将W(k)发送至数字控制振荡模块；数字控制振荡模块，用于根据W(k)计算整数估计指针m_k和小数估计指针μ_k，并将m_k和μ_k发送至样值估计模块；样值估计模块，用于根据m_k定位参与样值估计的ADC电路的输出信号，根据μ_k确定该输出信号的系数，利用该输出信号得到估计样值y(k)，并将y(k)发送至相位误差检测模块。本发明减少了经ADC采样电路输出的信号的频率误差和相位误差。

Description

一种自适应样值估计电路和方法

技术领域

本发明涉及模数转换电路采样信号的误差消除领域，尤其涉及一种自适应样值估计电路和方法。

背景技术

在基于偏振复用差分正交相移键控(PM-DQPSK)的密集型光波复用(DWDM)传输系统中，信号经过长距离的传输且受到色散(CD)，偏振模色散(PMD)的影响产生变化，从而造成接收端接收到的光信号严重变形。因此，接收端在对光信号进行光电转换模块转换至电信号后，还需要对电信号进行滤波等处理才能实现对信息的正确接收。

在电信号处理中，数字信号处理是常用的处理手段之一，在数字信号处理之前需要利用模数转换ADC采样电路，但是在ADC采样的过程中，由于ADC采样时钟是本地振荡，与ADC接收到的信号存在一定的频率误差和相位误差，若不对这些误差实现调整，在误差不断累积的情况下，将直接导致后面的信息接收错误。

现有技术中，为调整ADC采样时钟信号与ADC接收信号的频率误差和相位误差，通常采用的方法是直接对ADC采样时钟信号进行调整，以达到采样时钟信号与接收信号同步的效果，其实现框图如图1所示，将ADC采样电路输出信号依次通过相位误差检测电路、去噪声电路和压控振荡电路VCO，生成ADC采样时钟，其中，压控振荡电路VCO是模拟电路。

上述采样时钟调整电路的实现方法一般有两种：

一种是将相位误差检测电路、去噪声电路和压控振荡电路VCO集成在用一块芯片上实现。由于相位误差检测电路、去噪声电路是数字电路，而压控振荡电路VCO是模拟电路。在这种数字模拟混合设计中，模拟电路受到数字电路的噪声干扰机会大，从而对整个芯片的稳定性造成影响。

另一种是单独将压控振荡电路VCO做成专用集成电路(ApplicationSpecified Integrated Circuit，ASIC)，即与其他的数字电路分开来实现。该方案虽然减少了VCO受到的数字电路的干扰，但是额外增加了整个采样时钟调整电路的设计成本以及电路设计的复杂性。

发明内容

为解决上述技术问题，本发明提供了一种自适应样值估计电路和方法，以解决减少经ADC采样电路输出的信号的频率误差和相位误差的技术问题。

为解决上述技术问题，本发明提供了一种自适应样值估计电路，所述电路包括相位误差检测模块、去噪声模块、数字控制振荡模块以及样值估计模块，其中，

所述相位误差检测模块，用于根据模数转换(ADC)电路输出信号的估计样值y(k)计算相位误差U(k)，并将所述相位误差U(k)发送至所述去噪声模块，k为大于或等于0的整数；

所述去噪声模块，用于滤除所述相位误差U(k)的高频噪声分量，得到平稳的相位误差W(k)，并将该平稳的相位误差W(k)发送至所述数字控制振荡模块；

所述数字控制振荡模块，用于根据所述平稳的相位误差W(k)计算整数估计指针m_k和小数估计指针μ_k，并将所述整数估计指针m_k和小数估计指针μ_k发送至所述样值估计模块；

所述样值估计模块，用于根据所述整数估计指针m_k定位参与样值估计的所述ADC电路的输出信号，根据小数估计指针μ_k确定所述输出信号的系数，利用所述输出信号得到估计样值y(k)，并将该估计样值y(k)发送至所述相位误差检测模块。

进一步地，所述y(k)为二维调制的DQPSK信号

进一步地，

所述m_k＝floor(W(k)×k)，floor(·)表示取整；

μ_k＝NCO_out(k)/W(k)；

NCO_out(k)＝[NCO_out(k-1)-W(k-1)]mod1；

NCO_out(0)＝0。

进一步地，

y(k)＝x(m_k+2)×C₂(μ_k)+x(m_k+1)×C₁(μ_k)+x(m_k)×C₀(μ_k)+x(m_k-1)×C_-1(μ_k)；

$C_2\left({\mathrm{\μ}}_k\right)=\frac{1}{6}{\mathrm{\μ}}_k^3-\frac{1}{6}{\mathrm{\μ}}_k;$

$C_1\left({\mathrm{\μ}}_k\right)=-\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_k^3+\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_k^2+{\mathrm{\μ}}_k;$

$C_0\left({\mathrm{\μ}}_k\right)=\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_k^3-\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_k^2-\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_k+1;$

$C_{-1}\left({\mathrm{\μ}}_k\right)=-\frac{1}{6}{\mathrm{\μ}}_k^3+\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_k^2-\frac{1}{3}{\mathrm{\μ}}_k;$

其中，x(m_k+2)、x(m_k+1)、x(m_k)、x(m_k-1)依次表示ADC电路的第m_k+2、m_k+1、m_k和m_k-1个输出信号。

为解决上述技术问题，本发明还提供了一种自适应样值估计方法，所述方法包括：

根据模数转换(ADC)电路输出信号的估计样值y(k)计算相位误差U(k)；

滤除所述相位误差U(k)的高频噪声分量，得到平稳的相位误差W(k)；

根据所述平稳的相位误差W(k)计算整数估计指针m_k和小数估计指针μ_k；

根据所述整数估计指针m_k定位参与样值估计的所述ADC电路的输出信号，根据小数估计指针μ_k确定所述输出信号的系数，利用所述输出信号得到估计样值y(k)。

进一步地，当y(k)为二维调制的DQPSK信号；

进一步地，

所述m_k＝floor(W(k)×k)，floor(·)表示取整；

μ_k＝NCO_out(k)/W(k)；

NCO_out(k)＝[NCO_out(k-1)-W(k-1)]mod1。

进一步地，

y(k)＝x(m_k+2)×C₂(μ_k)+x(m_k+1)×C₁(μ_k)+x(m_k)×C₀(μ_k)+x(m_k-1)×C_-1(μ_k)；

$C_2\left({\mathrm{\μ}}_k\right)=\frac{1}{6}{\mathrm{\μ}}_k^3-\frac{1}{6}{\mathrm{\μ}}_k;$

$C_1\left({\mathrm{\μ}}_k\right)=-\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_k^3+\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_k^2+{\mathrm{\μ}}_k;$

$C_0\left({\mathrm{\μ}}_k\right)=\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_k^3-\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_k^2-\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_k+1;$

$C_{-1}\left({\mathrm{\μ}}_k\right)=-\frac{1}{6}{\mathrm{\μ}}_k^3+\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_k^2-\frac{1}{3}{\mathrm{\μ}}_k;$

其中，x(m_k+2)、x(m_k+1)、x(m_k)、x(m_k-1)依次表示ADC电路的第m_k+2、m_k+1、m_k和m_k-1个输出信号。

上述技术方案不再通过调整ADC采样时钟减少经ADC采样电路输出的信号的频率误差和相位误差，而是对经ADC采样电路输出的信号进行自适应样值估计来减少经ADC采样电路输出的信号的频率误差和相位误差，整个自适应样值估计电路均为数字电路，即保证了自适应样值估计电路的稳定性，也不会为电路设计带来额外的复杂度。

附图说明

图1为现有技术采样时钟调整电路的组成图；

图2为本实施例的自适应样值估计电路组成图；

图3为本实施例的相位误差检测模块的电路结构示意图；

图4为本实施例的去噪声模块的电路结构示意图；

图5为本实施例的数字控制振荡模块的电路结构示意图；

图6为本实施例的样值估计模块的电路结构示意图；

图7为本实施例的自适应样值估计方法流程图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下文中将结合附图对本发明的实施例进行详细说明。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互任意组合。

图2为本实施例的自适应样值估计电路组成图。

该自适应样值估计电路包括相位误差检测模块、去噪声模块、数字控制振荡模块以及样值估计模块，其中，

相位误差检测模块，用于根据模数转换(ADC)电路输出信号的估计样值y(k)计算相位误差U(k)，并将所述相位误差U(k)发送至所述去噪声模块，k为大于或等于0的整数；

如，输入估计样值y(k)为二维调制的DQPSK信号，

则 $U\left(k\right)=I(k-\frac{1}{2})[I\left(k\right)-I(k-1)]+Q(k-\frac{1}{2})[Q\left(k\right)-Q(k-1)];$

其中，I、Q分别为y(k)的实部和虚部；k、

k-1为3个连续的采样点序号，该相位误差检测模块的电路结构示意图如图3所示。

在没有相位误差，即ADC采样时钟与输入ADC的信号完全同步时，如果输入ADC的信号的样值的极性发生变化，则中间采样点

和

应为零；如果输入ADC的信号的样值的极性没有发生变化，则[I(k)-I(k-1)]和[Q(k)-Q(k-1)]应为零。因此，不管样值如何变化，当没有相位误差时，相位误差检测电路的输出U(k)均为零。反之，当采样时钟与输入ADC的信号的样值存在相位差时，则相位误差检测电路的输出U(k)不为零。U(k)绝对值的大小表示相位误差的大小，其符号表示相位误差的方向。

去噪声模块，用于滤除所述相位误差U(k)的高频噪声分量，得到平稳的相位误差W(k)，并将该平稳的相位误差W(k)发送至所述数字控制振荡模块；

平稳的相位误差W(k)的获取可通过下式实现：

X_p(k)＝w₁·U(k)；

X_i(k)＝w₂·U(k)+X_i(k-1)；

W(k)＝X_p(k)+X_i(k)；

w₁为比例增益，w₂为积分增益w₂；

X_p(k)表示比例路径，其由相位误差U(k)与比例增益w₁相乘得到，用于控制自适应样值估计电路每一次的相位误差调节幅度。比如：在理想情况下，如果没有相位误差，即U(k)＝0，则比例路径X_p(k)＝0，自适应样值估计电路的相位误差调节幅度为零。随着比例路径X_p(k)增大，相位误差调节幅度也增大。

X_i(k)表示积分路径，其为累计误差。由于当前得到的累计误差是前级累计误差与当前误差的和，所以即便当前误差与前级误差有较大的差别，反应在当前累计误差值的波动上也相对较小，即得到一个平稳的相位误差。

去噪声模块的电路结构示意图如图4所示。

数字控制振荡模块，用于根据所述平稳的相位误差W(k)计算整数估计指针m_k和小数估计指针μ_k，并将所述整数估计指针m_k和小数估计指针μ_k发送至所述样值估计模块；

当y(k)为二维调制的DQPSK信号时，

整数估计指针m_k和小数估计指针μ_k可根据下式获得：

m_k＝floor(W(k)×k)，floor(·)表示取整；

μ_k＝NCO_out(k)/W(k)；

NCO_out(k)＝[NCO_out(k-1)-W(k-1)]mod1。

NCO_out(0)＝0。

从NCO_out(k)的计算公式上看，NCO_out(k)相当于一个相位寄存器，其中寄存器的值根据W(k-1)不断调整。当NCO_out(k)为0时，对应的采样点不存在相位误差，此时ADC的采样时钟与输入ADC的信号完全同步。

数字控制振荡模块的电路结构示意图如图5所示。

样值估计模块，用于根据所述整数估计指针m_k定位参与样值估计的ADC电路的输出信号，根据小数估计指针μ_k确定所述输出信号的系数，利用所述输出信号进行样值估计，得到估计样值y(k)，并将估计出的样值y(k)发送至所述相位误差检测模块。

当y(k)为二维调制的DQPSK信号时，

y(k)＝x(m_k+2)×C₂(μ_k)+x(m_k+1)×C₁(μ_k)+x(m_k)×C₀(μ_k)+x(m_k-1)×C_-1(μ_k)；

$C_2\left({\mathrm{\μ}}_k\right)=\frac{1}{6}{\mathrm{\μ}}_k^3-\frac{1}{6}{\mathrm{\μ}}_k;$

$C_1\left({\mathrm{\μ}}_k\right)=-\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_k^3+\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_k^2+{\mathrm{\μ}}_k;$

$C_0\left({\mathrm{\μ}}_k\right)=\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_k^3-\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_k^2-\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_k+1;$

$C_{-1}\left({\mathrm{\μ}}_k\right)=-\frac{1}{6}{\mathrm{\μ}}_k^3+\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_k^2-\frac{1}{3}{\mathrm{\μ}}_k;$

其中，x(m_k+2)、x(m_k+1)、x(m_k)、x(m_k-1)依次表示ADC电路的第m_k+2、m_k+1、m_k和m_k-1个输出信号。

样值估计模块的电路结构示意图如图6所示。

样值估计模块的输出y(k)相对于经ADC电路输出的采样信号，消除了该采样信号的频率和相位误差，y(k)为后续数字信号处理需要的采样值。

图7为本实施例的自适应样值估计方法流程图。

S701根据模数转换(ADC)电路输出信号的估计样值y(k)计算相位误差U(k)；

当y(k)为二维调制的DQPSK信号时，

$U\left(k\right)=I(k-\frac{1}{2})[I\left(k\right)-I(k-1)]+Q(k-\frac{1}{2})[Q\left(k\right)-Q(k-1)];$

其中，I、Q分别为y(k)的实部和虚部；k、

k-1为3个连续的采样点序号；

S702滤除所述相位误差U(k)的高频噪声分量，得到平稳的相位误差W(k)；

S703根据所述平稳的相位误差W(k)计算整数估计指针m_k和小数估计指针μ_k；

当y(k)为二维调制的DQPSK信号时，

所述m_k＝floor(W(k)×k)，floor(·)表示取整；

μ_k＝NCO_out(k)/W(k)；

NCO_out(k)＝[NCO_out(k-1)-W(k-1)]mod1。

S704根据所述整数估计指针m_k定位参与样值估计的所述ADC电路的输出信号，根据小数估计指针μ_k确定所述输出信号的系数，利用所述输出信号得到估计样值y(k)；

当y(k)为二维调制的DQPSK信号时，

y(k)＝x(m_k+2)×C₂(μ_k)+x(m_k+1)×C₁(μ_k)+x(m_k)×C₀(μ_k)+x(m_k-1)×C_-1(μ_k)；

$C_2\left({\mathrm{\μ}}_k\right)=\frac{1}{6}{\mathrm{\μ}}_k^3-\frac{1}{6}{\mathrm{\μ}}_k;$

$C_1\left({\mathrm{\μ}}_k\right)=-\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_k^3+\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_k^2+{\mathrm{\μ}}_k;$

$C_0\left({\mathrm{\μ}}_k\right)=\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_k^3-\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_k^2-\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_k+1;$

$C_{-1}\left({\mathrm{\μ}}_k\right)=-\frac{1}{6}{\mathrm{\μ}}_k^3+\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_k^2-\frac{1}{3}{\mathrm{\μ}}_k;$

其中，x(m_k+2)、x(m_k+1)、x(m_k)、x(m_k-1)依次表示ADC电路的第m_k+2、m_k+1、m_k和m_k-1个输出信号。

本领域普通技术人员可以理解上述方法中的全部或部分步骤可通过程序来指令相关硬件完成，所述程序可以存储于计算机可读存储介质中，如只读存储器、磁盘或光盘等。可选地，上述实施例的全部或部分步骤也可以使用一个或多个集成电路来实现，相应地，上述实施例中的各模块/单元可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能模块的形式实现。本发明不限制于任何特定形式的硬件和软件的结合。

需要说明的是，本发明还可有其他多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。

Claims (8)

1.一种自适应样值估计电路，其特征在于，所述电路包括相位误差检测模块、去噪声模块、数字控制振荡模块以及样值估计模块，其中，

所述相位误差检测模块，用于根据模数转换(ADC)电路输出信号的估计样值y(k)计算相位误差U(k)，并将所述相位误差U(k)发送至所述去噪声模块，k为大于或等于0的整数；

所述去噪声模块，用于滤除所述相位误差U(k)的高频噪声分量，得到平稳的相位误差W(k)，并将该平稳的相位误差W(k)发送至所述数字控制振荡模块；

所述数字控制振荡模块，用于根据所述平稳的相位误差W(k)计算整数估计指针m_k和小数估计指针μ_k，并将所述整数估计指针m_k和小数估计指针μ_k发送至所述样值估计模块；

所述样值估计模块，用于根据所述整数估计指针m_k定位参与样值估计的所述ADC电路的输出信号，根据小数估计指针μ_k确定所述输出信号的系数，利用所述输出信号得到估计样值y(k)，并将该估计样值y(k)发送至所述相位误差检测模块。

2.如权利要求1所述的自适应样值估计电路，其特征在于，

所述y(k)为二维调制的DQPSK信号。

3.如权利要求2所述的自适应样值估计电路，其特征在于：

所述m_k＝floor(W(k)×k)，floor(·)表示取整；

μ_k＝NCO_out(k)/W(k)；

NCO_out(k)＝[NCO_out(k-1)-W(k-1)]mod1；

NCO_out(0)＝0。

4.如权利要求2或3所述的自适应样值估计电路，其特征在于：

y(k)＝x(m_k+2)×C₂(μ_k)+x(m_k+1)×C₁(μ_k)+x(m_k)×C₀(μ_k)+x(m_k-1)×C_-1(μ_k)；

$C_2\left({\mathrm{\μ}}_k\right)=\frac{1}{6}{\mathrm{\μ}}_k^3-\frac{1}{6}{\mathrm{\μ}}_k;$

$C_1\left({\mathrm{\μ}}_k\right)=-\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_k^3+\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_k^2+{\mathrm{\μ}}_k;$

$C_0\left({\mathrm{\μ}}_k\right)=\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_k^3-\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_k^2-\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_k+1;$

$C_{-1}\left({\mathrm{\μ}}_k\right)=-\frac{1}{6}{\mathrm{\μ}}_k^3+\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_k^2-\frac{1}{3}{\mathrm{\μ}}_k;$

其中，x(m_k+2)、x(m_k+1)、x(m_k)、x(m_k-1)依次表示ADC电路的第m_k+2、m_k+1、m_k和m_k-1个输出信号。

5.一种自适应样值估计方法，其特征在于，所述方法包括：

根据模数转换(ADC)电路输出信号的估计样值y(k)计算相位误差U(k)；

滤除所述相位误差U(k)的高频噪声分量，得到平稳的相位误差W(k)；

根据所述平稳的相位误差W(k)计算整数估计指针m_k和小数估计指针μ_k；

根据所述整数估计指针m_k定位参与样值估计的所述ADC电路的输出信号，根据小数估计指针μ_k确定所述输出信号的系数，利用所述输出信号得到估计样值y(k)。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，

所述y(k)为二维调制的DQPSK信号。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，

所述m_k＝floor(W(k)×k)，floor(·)表示取整；

μ_k＝NCO_out(k)/W(k)；

NCO_out(k)＝[NCO_out(k-1)-W(k-1)]mod1。

8.如权利要求6或7所述的方法，其特征在于，

y(k)＝x(m_k+2)×C₂(μ_k)+x(m_k+1)×C₁(μ_k)+x(m_k)×C₀(μ_k)+x(m_k-1)×C_-1(μ_k)；

$C_2\left({\mathrm{\μ}}_k\right)=\frac{1}{6}{\mathrm{\μ}}_k^3-\frac{1}{6}{\mathrm{\μ}}_k;$

$C_1\left({\mathrm{\μ}}_k\right)=-\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_k^3+\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_k^2+{\mathrm{\μ}}_k;$

$C_0\left({\mathrm{\μ}}_k\right)=\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_k^3-\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_k^2-\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_k+1;$

$C_{-1}\left({\mathrm{\μ}}_k\right)=-\frac{1}{6}{\mathrm{\μ}}_k^3+\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_k^2-\frac{1}{3}{\mathrm{\μ}}_k;$

其中，x(m_k+2)、x(m_k+1)、x(m_k)、x(m_k-1)依次表示ADC电路的第m_k+2、m_k+1、m_k和m_k-1个输出信号。

Images