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CN103250337B - 开关电源电路 - Google Patents

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Abstract

开关电源电路(101)具备：变压器(T)；第1开关元件(Q1)；第1整流平滑电路，其对第1二次绕组(Ns1)的输出进行整流平滑而产生第1输出电压(Vo1)；第2整流平滑电路，其对第2二次绕组(Ns2)的输出进行整流平滑而产生第2输出电压(Vo2)；第1反馈电路(FB1)，其产生与第1输出电压(Vo1)相应的反馈信号；和第1开关控制电路(CNT1)。第2整流电路(CR2)在第2二次绕组(Ns2)的电压(Vi2)高于第2输出电压(Vo2)、且第2输出电压(Vo2)低于基准电压电路(Vr)的电压时使整流开关元件(Qs)接通，每单位时间控制通过第2整流电路(CR2)而流动的脉冲电流的脉冲数，由此使第2输出电压(Vo2)稳定。由此，在维持第2输出部的输出电压的高精度化的同时简化了电路构成，从而实现小型、低成本化。

Description

开关电源电路
技术领域
本发明涉及分别从多个输出部输出电压的开关电源电路，特别涉及除了具备按照第1输出部的输出电压来反馈控制一次侧的反馈电路以外还具备使第2输出部的输出电压稳定化的电路的开关电源电路。
背景技术
在专利文献1～3中公开了从多个输出部分别输出电压的开关电源电路。几个专利文献中，都是构成为输入整流过的电压或整流平滑过的电压，在转换器的第1输出(主输出)之外产生第2输出(副输出)电压，通过按照该第2输出电压来控制第2输出侧的开关元件，来调整第2输出电压。
专利文献1公开的开关电源电路中，从变压器的一次侧向二次侧提供电的期间根据由电流谐振用电容器和变压器的漏电感决定的谐振频率来决定(专利文献1的段落[0034])。另外，在第2输出线设有输出控制用开关元件以及控制其接通/断开的脉冲宽度的输出控制电路(专利文献1的段落[0028])
图1(A)是表示专利文献1所示的开关电源电路的概略图，图1(B)是输出控制电路的内部的框图。在该开关电源电路中，在构成第2整流平滑电路(17)的第2输出整流二极管(15)的阴极与第2输出平滑电容器(16)之间连接输出控制用MOS-FET(40)，在第2直流输出端子(18、19)与输出控制用MOS-FET(40)的栅极之间设置基于第2输出平滑电容器(16)的电压来控制输出控制用MOS-FET(40)的接通/断开的输出控制电路(41)。输出控制用MOS-FET(40)与第1主MOS-FET(1)的接通期间同步，且以相同的开关频率进行接通/断开动作。另外，主控制电路(14)将第1主MOS-FET(1)的接通期间固定，并通过基于第1整流平滑电路(9)的输出电压Vo1来使第2主MOS-FET(2)的接通期间变化，来控制第1主MOS-FET(1)的接通占空比。
如图1(B)所示，输出控制电路(41)由如下要素构成：电压变动检测电路(42)，其在第1主MOS-FET(1)的接通时检测在变压器(5)的第2二次绕组(5c)产生的电压Vt22；第2输出电压检测电路(43)，其检测第2输出平滑电容器(16)的电压Vo2并输出该检测电压与规定第2输出电压值的基准电压的误差信号Ve2；PWM控制电路(44)，其通过电压变动检测电路(42)的检测信号Vtd驱动，且输出具有基于第2输出电压检测电路(43)的误差信号Ve2来控制的占空比的脉冲列信号Vpt；RS双稳态多谐振荡器(45)，其通过电压变动检测电路(42)的检测信号Vtd来置位，且通过PWM控制电路(44)的脉冲列信号Vpt来重置；和驱动电路(46)，其根据RS双稳态多谐振荡器(45)的输出信号将工作信号Vs2赋予输出控制用MOS-FET(40)的栅极。
通过该构成，按照第2输出电压Vo2来对输出控制用MOS-FET(40)进行PWM控制，使第2输出电压Vo2稳定化。
专利文献2中公开的开关电源电路通过具备控制脉冲列的占空因数的二次侧控制单元的频率调制器来控制第1输出电压，构成为对脉冲电压波的数量进行间除来控制第2输出电压。
专利文献3所公开的开关电源电路中，在进行主反馈的输出系统以外的输出系统的变压器的二次绕组输出设置开关电路，进一步检测输出电压，通过使脉冲宽度控制电路产生脉冲信号、并使该脉冲信号与进行主反馈的输出系统的脉冲控制信号同步，由此控制进行主反馈的输出系统以外的输出系统的变压器的二次绕组输出的ON宽度，使输出电压稳定化。
先行技术文献
专利文献
专利文献1：国际公开WO2006/061924号
专利文献2：JP特开平3-7062号公报
专利文献3：JP特开2000-217356号公报
发明的概要
发明要解决的课题
在这专利文献1～3中公开的开关电源电路中，需要用于生成基于第2输出电压检测电路的误差信号的占空比的脉冲列信号的PWM控制电路，控制电路整体复杂。
发明内容
因此，本发明目的在于提供在维持第2输出部的输出电压的高精度化的同时，简化电路构成来实现小型低成本化的开关电源电路。
用于解决课题的手段
本发明的开关电源电路的构成如权利要求的范围所记载的那样。典型地如下地构成。
技术方案1所涉及的开关电源装置具备：变压器，其具备一次绕组Np、第1二次绕组Ns1以及第2二次绕组Ns2；第1开关元件Q1，其与所述一次绕组Np串联连接；第1整流平滑电路，其对所述第1二次绕组Ns1的输出进行整流平滑而产生第1输出电压Vo1；第2整流平滑电路，其对所述第2二次绕组Ns2的输出进行整流平滑而产生第2输出电压Vo2；第1反馈电路FB1，其产生与所述第1输出电压Vo1相应的反馈信号；和开关控制电路CNT1，其基于所述反馈信号来控制所述第1开关元件Q1，并使所述第1输出电压Vo1稳定，所述开关电源电路的特征在于，所述第2整流平滑电路的整流电路CR2具备：整流开关元件Qs；和驱动控制电路(Ds2、CNT2、FB2)，其在输入电压高于所述第2输出电压Vo2、且所述第2输出电压Vo2低于规定电压时，使所述整流开关元件Qs导通，所述第2整流平滑电路的整流电路每单位时间控制通过自身而流动的脉冲电流的脉冲数，由此使所述第2输出电压Vo2稳定。
通过该构成，能起到如下的效果。
(a)由于在去往对变压器的第2二次绕组的输出进行整流平滑的第2整流平滑电路的输入电压(即第2二次绕组电压)高于第2输出电压Vo2、且第2输出电压Vo2低于规定电压时，整流开关元件Qs导通，因此，每单位时间控制通过整流开关元件Qs而流动的脉冲电流的脉冲数来使第2输出电压Vo2高精度化。
(b)由于整流开关元件Qs以在变压器产生的电压而动作，因此，整流开关元件Qs的动作成为与第1开关元件的开关同步的动作。为此，不需要同步信号的发生电路和传递电路，能实现小型化。另外，多个开关频率混在一起而引起的干扰消失，能抑制声响和噪声的发生。
(c)由于整流开关元件Qs响应于施加第2输出电压Vo2的负载的电流的增大、减小而动作，因此能对负载变化进行高速响应。
(d)整流开关元件Qs通过在对两端施加电压的定时前接通整流开关元件Qs而成为ZVS(零电压开关)动作。由此，几乎不会发生接通时的开关损耗以及噪声、浪涌电流。抑制了伴随于此的发热量，从而能实现电源装置的小型轻量化。另外，消除了噪声的影响引起的开关动作的不稳定性，能维持输出电压的精度。
技术方案2所涉及的开关电源电路在所述第2整流平滑电路的整流电路CR2具备：第2整流元件Ds2，其与所述整流开关元件串联连接，使所述第2二次绕组的电压正向流动。通过该构成，由于在第2整流元件Ds2成为非导通后接通整流开关元件Qs，因此成为ZCS(零电流开关)动作。由此，几乎不发生接通时的客观上以及噪声、浪涌电流。与此相伴，在整流开关元件Qs不需要高耐压性，导通损耗较少，抑制了发热量，从而能实现电源装置的小型轻量化。另外，消除噪声的影响引起的开关动作的不稳定性，能维持输出电压的精度。
技术方案3所涉及的开关电源电路的所述第2整流平滑电路具备：二次侧电感器Lrs2，其使流入所述第2整流平滑电路的整流电路CR2的电流的上升滞后。由此，由于在整流开关元件Qs的接通时，因二次侧电感器Lrs2而使得流过第2整流平滑电路的整流电路CR2的电流的上升滞后，在电流开始流过第2整流平滑电路的整流电路CR2前可靠地使整流开关元件Qs导通，因此，成为ZVS(零电压开关)动作。由此，在接通时也几乎不发生开关损耗。
技术方案6所涉及的开关电源电路的所述驱动控制电路(Ds2、CNT2、FB2)，例如在所述第2整流平滑电路的整流电路CR2导通时，使用在所述变压器的绕组产生的绕组电压来使所述整流开关元件Qs导通。由此，不需要用于驱动整流开关元件Qs的驱动控制用直流电源，能实现小型轻量化。另外，由于不产生由直流电力引起的固定损耗，因此能进行高效率动作。
技术方案16所涉及的开关电源电路的所述第2整流平滑电路的整流电路CR2，例如在施加所述第2输出电压Vo2的负载的电流较小(轻负载)的情况下，限制正向电流的导通时间地进行动作。由此结构，通过整流开关Qs来限制正向电流的导通时间，从而抑制输出电压Vo2的上升，另外，降低了脉动电压。
技术方案20所涉及的开关电源电路具备：第2开关元件Q2，其连接在与所述一次绕组Np一起构成闭环的位置，所述开关控制电路CNT1夹着短的时滞交替地接通、断开所述第1开关元件Q1和所述第2开关元件Q2。通过该构成，第1开关元件Q1以及第2开关元件Q2能实现ZVS(零电压开关)动作，能降低开关损耗从而实现高效率化。另外，在将流过整流开关元件Qs的电流波形设为半波的正弦波形的谐振波形的情况下，能缓和整流开关元件Qs的接通、断开的定时的制约，能简化整流开关元件Qs的驱动控制电路(Ds2、CNT2、FB2)的构成。
发明的效果
根据本发明，能构成在维持第2输出部的输出电压的高精度化的同时简化电路构成的小型、低成本的开关电源电路。
附图说明
图1(A)是专利文献1所示的开关电源电路的概略图，图1(B)是输出控制电路的内部的框图。
图2(A)是第1实施方式所涉及的开关电源电路101的电路图。图2(B)是开关电源电路101内的第2整流平滑电路的整流电路CR2的电路图。
图3(A)是第2实施方式所涉及的开关电源电路102的电路图。图3(B)是表示第2整流平滑电路的整流电路CR2的具体的电路构成的图。
图4是表示开关电源电路102的动作的主要的波形图。
图5是第3实施方式所涉及的开关电源电路103的电路图。
图6是第4实施方式所涉及的开关电源电路104的电路图。
图7是第5实施方式所涉及的开关电源电路105的电路图。
图8是第6实施方式所涉及的开关电源电路106的电路图。
图9是第7实施方式所涉及的开关电源电路107的电路图。
图10是第8实施方式所涉及的开关电源电路108的电路图。
图11是第9实施方式所涉及的开关电源电路109的电路图。
图12是第10实施方式所涉及的开关电源电路110的电路图。
图13是第11实施方式所涉及的开关电源电路111的电路图。
图14是第12实施方式所涉及的开关电源电路112的电路图。
图15是第13实施方式所涉及的开关电源电路113的电路图。
图16是第14实施方式所涉及的开关电源电路114的电路图。
图17是第15实施方式所涉及的开关电源电路115的电路图。
图18是第16实施方式所涉及的开关电源电路116的电路图。
具体实施方式
《第1实施方式》
图2(A)是第1实施方式所涉及的开关电源电路101的电路图。图2(B)是开关电源电路101内的第2整流平滑电路的整流电路(下面称作“第2整流电路”)CR2的电路图。
开关电源电路101具备：变压器T，其具备一次绕组Np、第1二次绕组Ns1以及第2二次绕组Ns2；第1开关元件Q1，其与一次绕组Np串联连接；第1整流平滑电路，其对第1二次绕组Ns1的输出进行整流平滑并产生第1输出电压Vo1；第2整流平滑电路，其对第2二次绕组Ns2的输出进行整流平滑并产生第2输出电压Vo2；第1反馈电路FB1，其产生与第1输出电压Vo1相应的反馈信号；和第1开关控制电路CNT1，其基于该反馈信号来控制第1开关元件Q1，并使第1输出电压Vo1稳定。
通过与第1二次绕组Ns1连接的第1整流元件Ds1以及电容器Co1来构成所述第1整流平滑电路。另外，通过与第2二次绕组Ns2连接的整流开关元件Qs以及第2开关控制电路CNT2来构成第2整流电路CR2。通过该第2整流电路CR2和电容器Co2来构成前述第2整流平滑电路。第2开关控制电路CNT2控制整流开关元件Qs。
如图2(B)所示那样，第2开关控制电路CNT2具备2个比较器CP1、CP2、基准电压电路Vr以及“与”门AN1。比较器CP1在第2输出电压Vo2低于基准电压电路Vr的电压时输出高电平。比较器CP2在第2二次绕组Ns2的电压Vi2高于第2输出电压Vo2时输出高电平。“与”门AN1在比较器CP1、CP2的输出都是高电平时输出高电平，使整流开关元件Qs接通。
根据第1实施方式，不需要专利文献1～3所示的PWM控制电路，能简化用于输出第2输出电压的控制电路。
另外，在第1开关元件Q1断开时，在第2二次绕组Ns2产生反极性的电压。在第1开关元件Q1的断开期间接通整流开关元件Qs时，脉冲电流不受限制地流动。在整流开关元件Qs断开时，不流过脉冲电流。即，通过控制整流开关元件Qs的接通/断开，能控制脉冲电流的脉冲数，从而使第2输出电压Vo2稳定。
《第2实施方式》
图3(A)、图3(B)是第2实施方式所涉及的开关电源电路102的电路图。图4是表示开关电源电路102的动作的主要的波形图。
开关电源电路102具备：变压器T，其具备一次绕组Np、第1二次绕组Ns1以及第2二次绕组Ns2；第1开关元件Q1，其与一次绕组Np串联连接；第2开关元件Q2，其连接在与一次绕组Np一起构成封闭环路的位置；第1开关控制电路CNT1，其夹着短的时滞来交替接通/断开第1开关元件Q1和第2开关元件Q2；和第1反馈电路FB1。在变压器T的一次侧具备相对于一次绕组Np串联的谐振电感器Lr以及谐振电容器Cr。通过该谐振电感器Lr和谐振电容器Cr构成谐振电路。
另外，开关电源电路102具备：第1整流平滑电路，其对第1二次绕组Ns1的输出进行整流平滑并产生第1输出电压Vo1；和第2整流平滑电路，其对第2二次绕组Ns2的输出进行整流平滑并产生第2输出电压Vo2。通过与第1二次绕组Ns1连接的第1整流元件Ds1以及电容器Co1构成第1整流平滑电路。另外，通过与第2二次绕组Ns2连接的第2整流电路CR2以及电容器Co2构成第2整流平滑电路。第2整流电路CR2具备：整流开关元件Qs、控制该整流开关元件Qs的第2开关控制电路CNT2以及反馈电路FB2。另外，前述第2整流电路CR2具备第2整流元件Ds2，其与整流开关元件Qs串联连接，在正向流过第2二次绕组Ns2的电压。
第2整流平滑电路具备二次侧电感器Lrs2，其使流入第2整流电路CR2的电流的上升滞后。该二次侧电感器Lrs2是与变压器T的漏电感、或变压器T的第2二次绕组Ns2连接的电感器。在第1整流平滑电路具备电感器Lrs1。该电感器Lrs1是变压器T的漏电感。
图3(A)所示的开关电源电路102的作用如下述那样。
第1开关元件Q1以及第2开关元件Q2通过第1开关控制电路CNT1的控制而夹着短的时滞交替接通/断开。此时的开关频率与由谐振电感器Lr和谐振电容器Cr引起的谐振频率相等或大致相等。
在第1开关元件Q1断开时，在第1二次绕组Ns1产生反极性的电压。在第1二次绕组Ns1，由于电感器Lrs1而使得电流平缓上升，提供第1输出电压Vo1。
第1反馈电路FB1将通过比较第1输出电压Vo1和基准电压而生成的信号负反馈给第1开关控制电路CNT1。通过该控制，不管流过施加第1输出电压Vo1的负载的负载电流如何，也不管输入电源Vi的电压变动如何，都将第1输出电压Vo1保持在规定电压。
另一方面，在第1开关元件Q1断开时，在第2二次绕组Ns2也产生反极性的电压。在第2二次绕组Ns2，由于电感器Lrs2而使得电流平缓地上升，该电流在第2整流电路CR2被整流，由电容器Co2平滑后，提供第2输出电压Vo2。如此，在第1开关元件Q1的断开期间，在整流开关元件Qs流过脉冲电流。
第2反馈电路FB2将通过比较第2输出电压Vo2与基准电压而生成的信号负反馈给第2开关控制电路CNT2。第2反馈电路FB2以及第2开关控制电路CNT2进行的动作如下所述。
在输出电压Vo2低于基准电压时，整流开关元件Qs成为导通状态，从而第2整流电路CR2导通，由于电感器Lrs2而使得电流平缓上升，提供输出电压Vo2。由于整流开关元件Qs是导通状态，因此在第1开关元件Q1的断开期间流过整流开关元件Qs的脉冲电流不受到限制。在输出电压Vo2高于基准电压时，整流开关元件Qs成为非导通状态，第2整流电路CR2成为非导通，在第1开关元件Q1的断开期间，不在整流开关元件Qs流过脉冲电流。如此，基于第2输出电压Vo2的电压信息来控制整流开关元件Qs的导通/非导通。
另外，流过第2整流电路CR2的电流的上升由于电感器Lrs2而滞后，整流开关元件Qs在电流开始流过第2整流元件前确实地导通。
另外，在流过第2整流元件Ds2的电流成为反向电流时，在通过第2整流元件Ds2成为逆偏压而切断电流后，整流开关元件Qs成为非导通。
进而，由于整流开关元件Qs以在变压器T产生的电压而动作，因此整流开关元件Qs与第1开关元件Q1以及第2开关元件Q2的开关频率同步地动作。
图3(B)是表示图3(A)所示的第整流电路CR2的具体的电路构成的图。
在图3(B)中，在第2整流电路CR2内的第2反馈电路FB2的输出部具有与光电耦合器的受光元件PC成对的发光元件。该第2整流电路CR2内的第2反馈电路FB2、第2整流元件Ds2以及整流开关元件Qs以外的电路是图3(A)中的第2开关控制电路CNT2。
开关电源电路102的动作如下述那样。
(1)[第1开关元件Q1的接通期间]
通过产生第2输出电压Vo2，介由齐纳二极管Dz、电阻Rg、电阻Rg2以及电容器Cg构成的并联电路来对电容器Cb充电。
(2-1)[第2开关元件Q2的接通期间(第2输出电压Vo2低于规定电压、第2整流电路CR2为导通状态时)]
在第1开关元件Q1断开时，第2二次绕组Ns2的电压翻转，第2开关元件Q2接通。电容器Cb的电压介由由电阻Rg2和电容器Cg构成的并联电路以及电阻Rg而施加在整流开关元件Qs的栅极-源极之间，从而整流开关元件Qs接通。由于电感器Lrs2而使得电流比电压滞后而平缓地上升，第2整流电路CR2成为导通状态，在对电容器Co2充电的同时提供第2输出电压Vo2。如此，在第1开关元件Q1的断开期间，在整流开关元件Qs，脉冲电流不受到限制地流动。
在第2开关元件Q2断开时，第2二次绕组Ns2的电压翻转，第2整流元件Ds2成为非导通，从而第2整流电路CR2成为非导通状态。之后，第1开关元件Q1接通。此时，在第2整流电路CR2成为非导通状态前，晶体管Tr不会接通。
(2-2)[第2开关元件Q2的接通期间(第2输出电压Vo2高于规定电压、第2整流电路CR2为非导通状态时)]
在第2输出电压Vo2高于规定电压的情况下，受光元件PC的阻抗变小。
在第1开关元件Q1断开时，第2二次绕组Ns2的电压翻转，第2开关元件Q2接通。
通过电容器Cb的电压，介由二极管Dp、受光元件PC以及电阻Rt对电容器Ct充电，在晶体管Tr的基极-发射极间电压超过约0.6V的阈值电压时，晶体管Tr成为接通，不对整流开关元件Qs的栅极-源极间施加电压，整流开关元件Qs成为断开，第2整流电路CR2维持非导通状态。由此，在第1开关元件Q1的断开期间中，在整流开关元件Qs不流过脉冲电流。之后，第1开关元件Q1接通。二极管Dbe用于对电容器Ct防止反电压的充电。
在施加第2输出电压Vo2的负载的电流为通常负载电流时，如图4所示，在第2二次绕组Ns2的电压的上升沿整流开关元件Qs产生接通的状态和不接通的状态(缺齿状态)，以该缺齿状态的发生频度来控制脉冲电流的脉冲数，从而使第2输出电压Vo2稳定化。
在施加第2输出电压Vo2的负载的电流较小(轻负载)的情况下，对电容器Ct的充电时间常数变小，从而在整流开关元件Qs的接通后，电容器Ct的电压迅速达到0.6V而使得晶体管Tr接通，整流开关元件Qs接通。即，在轻负载中，缩短了开关元件Qs的接通时间。为此，如图4所示那样，在产生二次绕组Ns2的期间内开关元件Qs断开。
如此，在通常负载中，成为图4的通常负载时的波形，在轻负载中，成为图4的轻负载时的波形或混合了图4的通常负载时的波形和轻负载时的波形的波形。
另外，在产生二次绕组Ns2的电压的期间内接通开关元件Qs时，有时会无法进行ZCS动作(零电流开关)的情况，但由于在轻负载下以整流开关元件Qs切断的电流值较小，因此断开时的开关损耗以及噪声都不会成为问题。
根据第2实施方式，能起到如下的效果。
(a)由于在变压器T的第2二次绕组Ns2的电压高于第2输出电压Vo2，且第2输出电压Vo2低于规定电压时整流开关元件Qs导通，因此，通过整流开关元件Qs而流动的脉冲电流的脉冲数在每单位时间受到控制，从而使第2输出电压Vo2高精度化。
(b)在整流开关元件Qs的接通时，由于电感器Lrs2而使得流过第2整流电路CR2的电流的上升滞后，由于在第2整流电路CR2开始流过电流前整流开关元件Qs可靠地导通，因此，成为ZVS(零电压开关)动作。另外，由于在第2整流元件Ds2成为非导通后整流开关元件Qs断开，因此，成为ZCS(零电流开关)动作。由此，几乎不发生接通时以及断开时的开关损耗以及噪声、浪涌电压。与此相伴，整流开关元件Qs中不再需要高耐压性，能通过使用导通损耗少(低耐压)的元件来抑制发热量，从而实现电源装置的小型轻量化。另外，消除了噪声的影响引起的开关动作的不稳定性，能维持输出电压的精度。
(c)由于整流开关元件Qs以在变压器产生的电压来动作，因此，能使整流开关元件Qs的动作成为与第1开关元件的开关同步的动作。由此，不需要同步信号的发生电路和传递电路，能实现小型化。另外，没有多个开关频率混在一起而引起的干扰，能抑制声响或噪声的产生。
(d)由于整流开关元件Qs响应于施加第2输出电压Vo2的负载的电流的增大、减少而动作，因此，能实现针对负载变化的高速响应。
(e)由于整流开关元件Qs以在变压器T的第2二次绕组Ns2产生的交流电压动作，因此，不需要驱动控制用的直流电源，由此能实现小型轻量化。另外，由于不会产生设置直流电源而引起的固定损耗，因此能实现高效率动作。
《第3实施方式》
图5是第3实施方式所涉及的开关电源电路103的电路图。该开关电源电路103是使用在设于变压器T的驱动绕组Nb1产生的电压来驱动控制整流开关元件Qs的示例。另外，第2输出电压Vo2是低于第1输出电压Vo1的示例。
开关电源电路103的动作如下述那样。
(1)[第2开关元件Q2的接通期间(第2输出电压Vo2低于规定电压、第2整流电路CR2为导通状态时)]
在第1开关元件Q1断开时，驱动绕组Nb1的电压介由电阻Rg施加在整流开关元件Qs的栅极-源极间，整流开关元件Qs接通。由于电感器Lrs2而使得电流比电压滞后、平缓地上升，第2整流电路CR2成为导通状态，从而在对电容器Co2充电的同时提供第2输出电压Vo2。
在第2开关元件Q2断开时，第2二次绕组Ns2的电压翻转，第2整流元件Ds2成为非导通，从而第2整流电路CR2成为非导通状态。之后，第1开关元件Q1接通。
(2)[第2开关元件Q2的接通期间(第2输出电压Vo2高于规定电压、第2整流电路CR2为非导通状态时)]
在第2输出电压Vo2高于规定电压的情况下，受光元件PC的阻抗变小。驱动绕组Nb1的电压介由电阻Rg2以及受光元件PC来对电容器Ct充电。在电容器Ct的电压超过晶体管Tr的基极-发射极间的约0.6V的阈值电压时，晶体管Tr接通。在晶体管Tr接通时，不在整流开关元件Qs的栅极-源极间施加电压，整流开关元件Qs成为断开，第2整流电路CR2维持非导通状态。之后，第1开关元件Q1接通。
其它的作用与第2实施方式相同。
根据第3实施方式，由于能用驱动绕组Nb1的电压直接使整流开关元件Qs接通，因此，不需要图3(B)所示的电容器Cb。另外，由于能通过设于变压器T的驱动绕组Nb1的卷绕数来设定适于驱动控制整流开关元件Qs的电压，因此，能在最合适的定时驱动整流开关元件Qs，由此能进一步降低损耗。
除此之外，能起到与第1、第2实施方式所述的效果相同的效果。
《第4实施方式》
图6是第4实施方式所涉及的开关电源电路104的电路图。该开关电源电路104在第2整流电路CR2中，具备与第2整流元件Ds2电并联的浪涌电压吸收用电容器Cs。其它构成与第2实施方式所示的构成相同。
根据第4实施方式，在输入电源Vi的电压或第2输出电压Vo2突然变化的情况下等的过渡变化中，能抑制在通过整流开关元件Qs急剧截断流过电感器Lrs2的电流时在整流开关元件Qs的两端产生的浪涌电压，抑制过大的电压负担的发生。
除此之外，能起到与第1、第2实施方式所述的效果相同的效果。
《第5实施方式》
图7是第5实施方式所涉及的开关电源电路105的电路图。该开关电源电路105是将第1二次绕组Ns1和第2二次绕组Ns2构成为独立的绕组的示例。另外，是将第1二次绕组Ns1和第2二次绕组Ns2构成为反极性的绕组的示例。其它的构成与第2实施方式所示的构成相同。
根据第5实施方式，在第1开关元件Q1的接通期间中，从第1二次绕组Ns1得到第1输出电压Vo1，在第2开关元件Q2接通的期间中，在第2整流电路CR2的导通时从第2二次绕组Ns2得到输出电压Vo2。第2输出电压Vo2的电压能用第2整流电路CR2高精度地控制。另外，不管在第1开关元件Q1以及第2开关元件Q2的任一者的接通期间，都由于从一次侧向二次侧传送能量，因此能实现变压器的小型化。
除此之外，能起到与第1、第2实施方式所述的效果相同的效果。
《第6实施方式》
图8是第6实施方式所涉及的开关电源电路106的电路图。该开关电源电路106在变压器T具备2个第1二次绕组Ns11、Ns12，在其输出构成基于二极管Ds11、Ds12以及电容器Co1的中心抽头整流电路。其它的构成与第2实施方所示的构成相同。
如此，通过在第1二次绕组构成中心抽头整流电路，由于在第1开关元件Q1以及第2开关元件Q2的各自的接通期间中能从一次侧向二次侧传送能量，因此，能实现变压器的小型化。
除此之外，能起到与第1、第2实施方式所述的效果相同的效果。
《第7实施方式》
图9是第7实施方式所涉及的开关电源电路107的电路图。该开关电源电路107是将第1二次绕组Ns1和第2二次绕组Ns2构成为绝缘的独立绕组的示例。另外，是将第1二次绕组Ns1和第2二次绕组Ns2构成为相同极性的绕组的示例。其它的构成与第2实施方式所示的构成相同。
根据第7实施方式，能得到第1输出电压Vo1和第2输出电压Vo2彼此绝缘的输出。
除此之外，能起到与第1、第2实施方式所述的效果相同的效果。
《第8实施方式》
图10是第8实施方式所涉及的开关电源电路108的电路图。该开关电源电路108是对第1二次绕组Ns1连接基于二极管Ds11、Ds12以及电容器Cs1、Cs2的倍电流整流电路，用第2整流电路CR2来控制第2二次绕组Ns2的电压的构成的示例。其它的构成与第2实施方式所示的构成相同。
根据图8的实施方式，由于在第1开关元件Q1以及的第2开关元件Q2的各自的接通期间中从一次侧向二次侧传送能量，因此能实现变压器的小型化。另外，用于得到第1输出电压Vo1的第1二次绕组Ns1能以1个二次绕组构成。
除此之外，能起到与第1、第2实施方式所述的效果相同的效果。
《第9实施方式》
图11是第9实施方式所涉及的开关电源电路109的电路图。该开关电源电路109是在第1二次绕组Ns1连接基于4个二极管Ds1的全波整流电路，用第2整流电路CR2控制第2二次绕组Ns2的电压的构成的示例。其它的构成与第2实施方式所示的构成相同。
根据第9实施方式，由于在第1开关元件Q1以及的第2开关元件Q2的各自的接通期间中从一次侧向二次侧传送能量，因此能实现变压器的小型化。另外，用于得到第1输出电压Vo1的第1二次绕组Ns1能用1个二次绕组构成。
除此之外，能起到与第1、第2实施方式所述的效果相同的效果。
《第10实施方式》
图12是第10实施方式所涉及的开关电源电路110的电路图。该开关电源电路110是具备多个二次侧整流电路CR2、CR3、CR4而构成的示例。其它的构成与第2实施方式所示的构成相同。
根据第10实施方式，由于具备多个整流电路CR2、CR3、CR4，独立地控制它们，因此，能分别高精度地控制多个第2输出电压Vo2、Vo3、Vo4。
除此之外，能起到与第1、第2实施方式所述的效果相同的效果。
《第11实施方式》
图13是第11实施方式所涉及的开关电源电路111的电路图。该开关电源电路111是第2整流电路CR2具备2个二极管Ds21、Ds22以及1个整流开关元件Qs，构成为对第2二次绕组Ns21、Ns22的电压进行中心抽头整流，构成为用第2整流电路CR2来控制第2输出电压Vo2的示例。另外，是构成为在变压器T具备驱动绕组Nb1、Nb2，以中心抽头整流后的电压信号为基础来控制整流开关元件Qs的示例。其它的构成与第2实施方式以及第3实施方式所示的构成相同。
根据第11实施方式，第1二次绕组Ns11和Ns12、以及第2二次绕组Ns21和Ns22通过分别作为中心抽头整流电路，由于能在第1开关元件Q1以及第2开关元件Q2的各自的接通期间从一次侧向二次侧传送能量，因此，能实现变压器的小型化。
另外，能降低第1输出电压Vo1以及第2输出电压Vo2中的脉动电压。除此之外，能起到与第1～第3实施方式所述的效果相同的效果。
《第12实施方式》
图14是第12实施方式所涉及的开关电源电路112的电路图。该开关电源电路112是在第2整流电路CR2具备4个二极管Ds2和1个整流开关元件Qs，对第2二次绕组Ns2的电压进行全波整流从而得到输出电压Vo2，用整流电路CR2来控制输出电压Vo2的构成的示例。其它的构成与第2实施方式所示的构成相同。
根据第12实施方式，第1二次绕组Ns1能在第1开关元件Q1以及第2开关元件Q2的各自的接通期间中从一次侧向二次侧传送能量，因此能实现变压器T的小型化。另外，能降低第1电压输出以及第2电压输出的各自中的脉动电压。
由于对第2二次绕组Ns2的电压进行全波整流，因此能进一步降低第2输出电压Vo2中的脉动电压。
除此之外，能起到与第1、第2实施方式所述的效果相同的效果。
《第13实施方式》
图15是第13实施方式所涉及的开关电源电路113的电路图。该开关电源电路113是在第2整流电路CR2具备2个二极管Ds21、Ds22和2个整流开关元件Qs1、Qs2，通过对第2二次绕组Ns2的电压进行倍电压整流而得到第2输出电压Vo2的构成的示例。其它的构成与第2实施方式所示的构成相同。
根据第13实施方式，由于对第2二次绕组Ns2的电压进行倍电压整流，因此，第1二次绕组Ns1能在第1开关元件Q1以及第2开关元件Q2的各自的接通期间中从一次侧向二次侧传送能量，能实现变压器T的小型化。另外，能降低第1电压输出以及第2电压输出的各自中的脉动电压。
除此之外，能起到与第1、第2实施方式所述的效果相同的效果。
《第14实施方式》
图16是第14实施方式所涉及的开关电源电路114的电路图。该开关电源电路114与第2～第13实施方式所示的电路相比，一次侧的谐振电容器Cr的位置不同。即，谐振电容器Cr和第2开关元件Q2的串联电路相对于一次绕组Np和电感器Lr的串联电路并联连接。
在第2～第13实施方式中，变压器的一次侧是半桥构成，与此相对，第14实施方式是回扫+有源钳位电路这样的布局(topology)。即，第2开关元件Q2作为钳位元件发挥作用，变压器T的励磁被强制复位，从而防止高电压的产生并提高了变换效率。由此，改善了输出电压相对于输入电压的变化的控制特性。
其它能起到与第1、第2实施方式所述的效果相同的效果。
《第15实施方式》
图17是第15实施方式所涉及的开关电源电路115的电路图。该开关电源电路115是在变压器T的一次侧未设置第2开关元件Q2，来构成回扫转换器的示例。
根据第15实施方式，由于主开关元件为单一，因此适于电流容量比较低的小型的开关电源电路。
《第16实施方式》
图18是第16实施方式所涉及的开关电源电路116的电路图。该开关电源电路116是在变压器T的一次侧未设置第2开关元件Q2，来构成正激转换器(forwardconverter)的示例。
根据第16实施方式，由于主开关元件为单一，因此适于电流容量比较低的小型的开关电源电路。
符号的说明
AN1“与”门
Cb、Cg电容器
CNT1第1开关控制电路
CNT2第2开关控制电路
Co1、Co2电容器
CP1、CP2比较器
Cr谐振电容器
CR2第2整流电路(第2整流平滑电路的整流电路)
Cs浪涌电压吸收用电容器
Cs1、Cs2电容器
Ct电容器
Dbe、Dp二极管
Ds1二极管(第1整流元件)
Ds11、Ds12二极管
Ds二极管(第2整流元件)
Ds21二极管
Dz齐纳二极管
FB1第1反馈电路
FB2第2反馈电路
Lr谐振电感器
Lr2电感器
Lrs1、Lrs2二次侧电感器
Nb1、Nb2驱动绕组
Np一次绕组
Ns1第1二次绕组
Ns11、Ns12第1二次绕组
Ns2第2二次绕组
Ns21第2二次绕组
PC受光元件
Q1第1开关元件
Q2第2开关元件
Qs整流开关元件
Qs1、Qs2整流开关元件
Rg电阻
Rg2电阻
T变压器
Tr晶体管
Vi输入电源
Vo1第1输出电压
Vo2第2输出电压
Vr基准电压电路
101～116开关电源电路

Claims (23)

1.一种开关电源电路，具备：
变压器，其具备一次绕组、第1二次绕组以及第2二次绕组；
第1开关元件，其与所述一次绕组串联连接；
第1整流平滑电路，其对所述第1二次绕组的输出进行整流平滑而产生第1输出电压；
第2整流平滑电路，其对所述第2二次绕组的输出进行整流平滑而产生第2输出电压；
第1反馈电路，其产生与所述第1输出电压相应的反馈信号；和
开关控制电路，其基于所述反馈信号来控制所述第1开关元件，并使所述第1输出电压稳定，
所述开关电源电路的特征在于，
所述第2整流平滑电路的整流电路具备：
整流开关元件；和
驱动控制电路，其在输入电压高于所述第2输出电压、且所述第2输出电压低于规定电压时，使所述整流开关元件导通，
所述第2整流平滑电路的整流电路，每单位时间控制通过自身而流动的脉冲电流的脉冲数，由此使所述第2输出电压稳定。
2.根据权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于，
在所述第2整流平滑电路的整流电路中具备：
第2整流元件，其与所述整流开关元件串联连接，使所述第2二次绕组的电压正向流动。
3.根据权利要求1或2所述的开关电源电路，其特征在于，
所述第2整流平滑电路具备：
二次侧电感器，其使流入所述第2整流平滑电路的整流电路的电流的上升滞后。
4.根据权利要求3所述的开关电源电路，其特征在于，
所述二次侧电感器是所述变压器的漏电感。
5.根据权利要求2所述的开关电源电路，其特征在于，
所述第2整流平滑电路的整流电路具备：
浪涌电压吸收用电容器，其相对于所述第2整流元件电并联。
6.根据权利要求1或2所述的开关电源电路，其特征在于，
所述驱动控制电路在所述第2整流平滑电路的整流电路导通时，使用在所述变压器的绕组产生的绕组电压来使所述整流开关元件导通。
7.根据权利要求6所述的开关电源电路，其特征在于，
产生所述绕组电压的绕组，是提供用于得到所述第2输出电压的电流的所述变压器的所述第2二次绕组。
8.根据权利要求7所述的开关电源电路，其特征在于，
产生所述绕组电压的绕组，是在所述变压器的二次侧所具备的驱动绕组。
9.根据权利要求8所述的开关电源电路，其特征在于，
产生所述绕组电压的绕组，是在所述变压器的二次侧所具备的极性不同的2个驱动绕组。
10.根据权利要求1或2所述的开关电源电路，其特征在于，
所述第1二次绕组和所述第2二次绕组是相反极性的绕组。
11.根据权利要求1或2所述的开关电源电路，其特征在于，
所述第1二次绕组由具备中心抽头的2个二次绕组构成，
所述第1整流平滑电路是中心抽头整流平滑电路。
12.根据权利要求1或2所述的开关电源电路，其特征在于，
所述第1整流平滑电路是倍电压整流电路。
13.根据权利要求1或2所述的开关电源电路，其特征在于，
所述第1整流平滑电路是全波整流电路。
14.根据权利要求1或2所述的开关电源电路，其特征在于，
所述第1二次绕组和所述第2二次绕组是彼此绝缘的独立的绕组。
15.根据权利要求1或2所述的开关电源电路，其特征在于，
所述第2二次绕组具备多个，
所述第2整流平滑电路是与所述多个二次绕组连接的多个整流平滑电路。
16.根据权利要求1或2所述的开关电源电路，其特征在于，
所述第2整流平滑电路的整流电路，在施加所述第2输出电压的负载的电流较小的情况下，限制正向电流的导通时间地进行动作。
17.根据权利要求1或2所述的开关电源电路，其特征在于，
所述第2二次绕组，由具备中心抽头的2个二次绕组构成，所述第2整流平滑电路的整流电路具备2个二极管和1个整流开关元件，对所述二次绕组的电压进行中心抽头整流。
18.根据权利要求1或2所述的开关电源电路，其特征在于，
所述第2整流平滑电路的整流电路是全波整流电路。
19.根据权利要求1或2所述的开关电源电路，其特征在于，
所述第2整流平滑电路的整流电路是倍电压整流电路。
20.根据权利要求1或2所述的开关电源电路，其特征在于，
所述开关电源电路具备：
第2开关元件，其连接在与所述一次绕组一起构成闭环的位置，
所述开关控制电路夹着短的时滞交替地接通、断开所述第1开关元件和所述第2开关元件。
21.根据权利要求20所述的开关电源电路，其特征在于，
所述开关电源电路与所述一次绕组串联地具备谐振电感器以及与该谐振电感器一起构成谐振电路的谐振电容器。
22.根据权利要求21所述的开关电源电路，其特征在于，
所述谐振电容器和所述第2开关元件的串联电路相对所述一次绕组和所述谐振电感器的串联电路并联连接，从而构成所述闭环。
23.根据权利要求21或22所述的开关电源电路，其特征在于，
所述谐振电感器是所述变压器的漏电感。
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