CN103138580A - 直流-直流转换器、电力变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种直流-直流转换器、电力变换器及其控制方法。该直流-直流转换器包括输出电路、矩形波发生器、谐振槽、检测单元与控制单元。矩形波发生器具有一桥臂，该桥臂包括一第一开关与一第二开关彼此电性耦接。检测单元用于检测负载的状态，当负载的状态为轻载或空载时，控制单元以一波宽调变模式来控制第一、第二开关的启闭以将一输入电压转换成至少一矩形波给谐振槽，第二开关的占空比与该第一开关的占空比互补，使直流-直流转换器的增益大于1。采用本发明，藉由在轻载和空载时工作于开关间歇式脉宽调制控制模式，因此能有效减少变换器在单位时间内的总开关次数，有效地提高轻载效率，满足限制轻载时损耗的要求。

Description

直流-直流转换器、电力变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术，尤其涉及一种直流-直流转换器、电力变换器及其控制方法。

背景技术

近年来，由于能源节约运动在世界范围内的广泛推行，越来越多的客户要求开关模式的变换器在很宽的负载范围内均能达到高变换效率，所以对变换器在轻载和空载时的效率也提出了很高的要求。对此，国际能源组织(IEA)、美国和欧洲等国家和组织已制定出或正在制定相关标准，以限制开关模式变换器等电气产品在轻载和空载时的损耗。

串联谐振DC/DC变换器采用谐振变换技术，可实现开关管的零电压开通，电源损耗很小，在满载时效率很高。图1是LLC串联谐振DC/DC变换器的基本形式。这种拓扑通常采用变频调制方式，通过改变矩形波的工作频率来稳定输出电压，占空比为50％，如图2所示。电源输出电压增益M与工作频率的关系为：

$M=\frac{2n*V_o}{V_{\mathrm{in}}}=\frac{1}{\sqrt{{\{1+\frac{L_s}{L_m}[1-{\left(\frac{f_s}{f}\right)}^2]\}}^2+Q^2{(\frac{f}{f_s}-\frac{f_s}{f})}^2}}$

其中，谐振频率 $f_s=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{C_s*L_s}},$ $Q=\frac{2\mathrm{\π}{f}_s{L}_s}{\frac{8}{{\mathrm{\π}}^2}{n}^2{R}_L}$

其中，L_s为谐振电感值，L_m为变压器励磁电感值，C_s为谐振电容值，f为矩形波工作频率值，n为变压器原副边匝比，R_L为输出负载电阻值。

如图3所示，这种控制方式在轻载时的工作方式是：检测负载状况，控制串联谐振式变换器随负载变小而矩形波的工作频率上升，频率上升到一定值后维持此工作频率，进入开关间歇式控制方式(即，打嗝模式)。

现有的提高轻载效率的方法有：

1.降低变换器的工作频率。因为功率器件的开关损耗和驱动损耗在轻载时的损耗中占有较大的比例，所以降低开关频率可以有效的降低这些损耗，进而降低轻载损耗。适用于PWM线路。

2.开关间歇式工作。通过检测电压误差放大信号，使变换器在轻载时间歇式工作，这样可以减少变换器在单位时间内的总开关次数，因而可以降低待机损耗。

由于在谐振线路中无法仅通过降低工作频率有效地控制输出电压，因而第一种方法并不适用；第二种方法能在一定程度上提高轻载效率，但变换器工作频率较高时，增益较低(小于1)(如图4所示)，所以每个工作周期内传输能量较低，因而总的开关次数还是过多，开关损耗和驱动损耗还是较高，无法达到对轻载损耗限制越来越严格的标准。

由此可见，上述现有的控制机制，显然仍存在不便与缺陷，而有待加以进一步改进。为了解决上述问题，相关领域莫不费尽心思来谋求解决之道，但长久以来一直未见适用的方式被发展完成。因此，如何能进一步提高轻载效率，实属当前重要研发课题之一，亦成为当前相关领域亟需改进的目标。

发明内容

为了能够满足严格的轻载高效率的要求，本发明提供了一种新的直流-直流转换器、电力变换器及其控制方法。

依据本发明一实施例，提供了一种直流-直流转换器，包括负载、矩形波发生器、谐振槽、检测单元与控制单元。输出电路具有一负载，谐振槽电性耦接输出电路，矩形波发生器电性耦接谐振槽。矩形波发生器具有至少一桥臂，该桥臂包括一第一开关与一第二开关彼此电性耦接。检测单元用于检测负载的状态，当负载的状态为轻载或空载时，控制单元以一波宽调变模式来控制第一、第二开关的启闭以将一输入电压转换成至少一矩形波给谐振槽。第一开关的占空比落于一第一预定区间或一第二预定区间，且第二开关的占空比与该第一开关的占空比互补，使直流-直流转换器的增益大于1。

当该负载的状态为轻载或空载时，矩形波的工作频率高于谐振槽的谐振频率。

当负载的状态为重载或满载时，控制单元以一调频模式来控制矩形波发生器。

第一开关的占空比介于一小于50％的第一预定上限值与一第一预定下限值之间，第二开关的占空比介于一大于50％的第二预定下限值与一第二预定上限值之间。或者，第二开关的占空比介于一小于50％的第一预定上限值与一第一预定下限值之间，第一开关的占空比介于一大于50％的第二预定下限值与一第二预定上限值之间。

负载包含一电阻器。

输出电路更包含一变压器与一整流器，彼此电性耦接至电阻器。

谐振槽为一串联谐振电路或一并联谐振电路。

串联谐振电路为一LC串联谐振电路或一LLC串联谐振电路。

LLC串联谐振电路包含一励磁电感器、一谐振电感器与一谐振电容器彼此串联，其中励磁电感器与变压器并联。

励磁电感器、谐振电感器与谐振电容器三者与第二开关并联，控制单元控制第一开关的占空比小于50％，当控制单元导通第一开关且关闭第二开关时，藉由励磁电感器上的箝位电压，变压器向二次侧传输能量。当控制单元关闭第一开关且导通第二开关时，变压器不能向二次侧传输能量。第一开关的占空比与第二开关的占空比之和为1，第一开关的占空比介于一小于50％的第一预定上限值与一第一预定下限值之间，该第二开关的占空比介于一大于50％的第二预定下限值与一第二预定上限值之间。

或者，控制单元控制第一开关的占空比大于50％，当控制单元导通第一开关且关闭第二开关时，变压器不能向二次侧传输能量。当控制单元关闭第一开关且导通第二开关时，藉由励磁电感器上的箝位电压，变压器向二次侧传输能量。第一开关的占空比与第二开关的占空比之和为1，第二开关的占空比介于一小于50％的第一预定上限值与一第一预定下限值之间，该第一开关的占空比介于一大于50％的第二预定下限值与一第二预定上限值之间。

依据本发明另一实施例，提供了一种电力变换器，该电力变换器包含上述的直流-直流转换器、功率因数校正装置与电磁干扰滤波器。功率因数校正装置电性耦接直流-直流转换器，电磁干扰滤波器电性耦接功率因数校正装置。电磁干扰滤波器用于接收一交流电，交流电经该电磁干扰滤波器及功率因数校正装置转换后对直流-直流转换器提供上述的输入电压。

当负载的状态为轻载或空载时，功率因数校正装置降低对直流-直流转换器所提供的输入电压。

当负载的状态为轻载或空载时，功率因数校正装置关闭。

功率因数校正装置包含桥式整流器与功率因数校正器，功率因数校正器电性耦接桥式整流器。或者，功率因数校正装置包含一无桥功率因数校正器。

依据本发明又一实施例，提供了一种电力变换器的控制方法，该控制方法包含下列步骤：检测反映负载的状态的信号；当负载的状态为轻载或空载时，以一波宽调变模式来控制一桥臂上的第一、第二开关的启闭以将一输入电压转换成至少一矩形波给谐振槽，该第一开关的占空比落于一第一预定区间或一第二预定区间，且第二开关的占空比与该第一开关的占空比互补，使电力变换器的增益大于1。

于控制方法中，当该负载的状态为轻载或空载时，矩形波的工作频率高于谐振槽的谐振频率。

于控制方法中，当负载的状态为重载或满载时，以一调频模式来调制该矩形波。

于控制方法中，第一开关的占空比介于一小于50％的第一预定上限值与一第一预定下限值之间，第二开关的占空比介于一大于50％的第二预定下限值与一第二预定上限值之间；或者，第二开关的占空比介于一小于50％的第一预定上限值与一第一预定下限值之间，第一开关的占空比介于一大于50％的第二预定下限值与一第二预定上限值之间。

负载包含一变压器，谐振槽包含一励磁电感器、一谐振电感器与一谐振电容器彼此串联，其中励磁电感器与变压器并联，励磁电感器、谐振电感器与谐振电容器三者与第二开关并联，控制方法包含：控制第一开关的占空比小于50％，当导通第一开关且关闭第二开关时，藉由励磁电感器上的箝位电压，变压器向二次侧传输能量，而当关闭第一开关且导通第二开关时，变压器不能向二次侧传输能量，其中第一开关的占空比与第二开关的占空比之和为1，第一开关的占空比介于一小于50％的第一预定上限值与一第一预定下限值之间，第二开关的占空比介于一大于50％的第二预定下限值与一第二预定上限值之间。

或者，控制方法包含：控制第一开关的占空比大于50％，当关闭第一开关且导通第二开关时，藉由励磁电感器上的箝位电压，变压器向二次侧传输能量，而当导通第一开关且关闭第二开关时，变压器不能向二次侧传输能量，其中第一开关的占空比与第二开关的占空比之和为1，第二开关的占空比介于一小于50％的第一预定上限值与一第一预定下限值之间，第一开关的占空比介于一大于50％的第二预定下限值与一第二预定上限值之间。

于控制方法中，可利用一功率因数校正装置接收一交流电，交流电经电磁干扰滤波器及一功率因数校正装置转换后提供输入电压。

当负载的状态为轻载或空载时，降低功率因数校正装置所提供的输入电压。或者，当负载的状态为轻载或空载时，关闭功率因数校正装置。

综上所述，本发明的技术方案与现有技术相比具有明显的优点和有益效果，藉由在轻载和空载时工作于开关间歇式脉宽调制控制模式，工作频率高于谐振频率，但增益大于1，因此能有效减少变换器在单位时间内的总开关次数，有效地提高轻载效率，满足限制轻载时损耗的要求。

附图说明

读者在参照附图阅读了本发明的具体实施方式以后，将会更清楚地了解本发明的各个方面。其中，

图1示出LLC串联谐振DC/DC变换器的方块图；

图2示出传统LLC串联谐振腔驱动波形；

图3示出传统LLC串联谐振DC/DC变换器控制方式；

图4示出传统LLC串联谐振DC/DC变换器控制方式下的增益曲线；

图5示出依照本发明一实施例的电力变换器的方块图；

图6示出依照本发明一实施例所绘示的功率因数校正装置的方块图；

图7示出依照本发明一实施例绘示的图5中的直流-直流转换器的方块图；

图8示出依照本发明一实施例所绘示的矩形波发生器的电路图；

图9示出依照本发明一实施例所绘示的变压器与整流器的电路图；

图10示出依照本发明一实施例的LLC串联谐振变换器的电路方块图；

图11表示新颖的高增益控制主要电流电压波形图(D＜50％)；

图12表示S1开通时的电路运行图(D＜50％)；

图13表示S1开通时的等效电路图(D＜50％)；

图14表示用于增益计算的电流图；

图15表示新颖的LLC串联谐振DC/DC变换器控制方式下的增益曲线。

【主要组件符号说明】

100：直流-直流转换器

110：矩形波发生器

120：谐振槽

130：输出电路

131：变压器与整流器

140：检测单元

150：控制单元

160：功率因数校正装置

170：电磁干扰滤波器

161：桥式整流器

162：功率因数校正器

163：无桥功率因数校正器

200：电力变换器

C_s：谐振电容器

L_m：励磁电感器

L_s：谐振电感器

R_L：负载

具体实施方式

为了使本申请所揭示的技术内容更加详尽与完备，可参照附图以及本发明的下述各种具体实施例，附图中相同的标记代表相同或相似的组件。然而，本领域的普通技术人员应当理解，下文中所提供的实施例并非用来限制本发明所涵盖的范围。此外，附图仅仅用于示意性地加以说明，并未依照其原尺寸进行绘制。

在本申请中，涉及“耦接(coupled with)”的描述，其可泛指一组件透过其他组件而间接连接至另一组件，或是一组件无须透过其他组件而直接连接至另一组件。

在本申请中，除非内文中对于冠词有所特别限定，否则“一”与“该”可泛指单个或多个。

本文中所使用的“约”、“大约”或“大致”用于修饰任何可些微变化的数量，但这种些微变化并不会改变其本质。于实施方式中若无特别说明，则代表以“约”、“大约”或“大致”所修饰数值的误差范围一般是容许在百分之二十以内，较佳地是于百分之十以内，而更佳地则是于百分之五以内。

本发明提出的新的技术解决方案是为了能够满足严格的轻载高效率的要求。如图5所示，电力变换器200包括直流-直流转换器100、功率因数校正装置160与电磁干扰滤波器170。在结构上，电磁干扰滤波器170电性耦接功率因数校正装置160，功率因数校正装置160电性耦接直流-直流转换器100。于使用时，电磁干扰滤波器170用于接收一交流电，交流电经电磁干扰滤波器170及功率因数校正装置160转换后对直流-直流转换器100提供输入电压V_i给直流-直流转换器100。

如图6所示，功率因数校正装置160可以由桥式整流器161和传统功率因数校正器162组成，也可以用无桥功率因数校正器163实现，但不限于此。

如图7所示，直流-直流转换器100包括矩形波发生器110、谐振槽120、输出电路130、检测单元140与控制单元150。在结构上，矩形波发生器110电性耦接谐振槽120，谐振槽120电性耦接输出电路130，输出电路130电性耦接检测单元140，检测单元140电性耦接控制单元150，控制单元150电性耦接矩形波发生器110。

矩形波发生器110可由开关器件实现，例如图8所示的半桥电路(A)、全桥电路(B)。控制单元150控制开关器件的启闭以输出矩形波，其中矩形波的幅值与输入电压相等，占空比为D，频率为f。或者，于另一实施例中，矩形波的幅值可以为输入电压的两倍，熟习此项技艺者当视当时需要弹性选择。

输出电路130具有负载R_L，例如可包含电阻器。或者，输出电路130也可以是由变压器与整流器131和负载R_L组成，其中变压器与整流器131电性连接至电阻器，整流器的整流方式可以是全波整流、中心抽头整流，可以用二极管整流，也可以用同步整流，如图9所示，但不限于此。

谐振槽120可以是串联谐振电路，如LC串联谐振、LLC串联谐振等，也可以是并联谐振电路。其中输出电路130与谐振槽120中的某一谐振器件，或几个谐振器件并联或串联。

如上所述的控制单元150，其具体实施方式可为软件、硬件与/或轫体。举例来说，若以执行速度及精确性为首要考虑，则该单元基本上可选用硬件与/或轫体为主；若以设计弹性为首要考虑，则该单元基本上可选用软件为主；或者，该单元可同时采用软件、硬件及轫体协同作业。应了解到，以上所举的这些例子并没有所谓孰优孰劣之分，亦并非用于限制本发明，熟习此项技艺者当视当时需要，弹性选择控制单元150的具体架构。

以半桥LLC串联谐振直流-直流变换器为例，主电路如图10所示，矩形波发生器110电性耦接该谐振槽，该矩形波发生器具有至少一桥臂，包含一第一开关S1与一第二开关S2彼此电性耦接。谐振槽120为LLC串联谐振电路，三者彼此串联，其中励磁电感器L_m与输出电路130并联，谐振电感器L_s、谐振电容器C_s与励磁电感器L_m三者与第二开关S2并联。

在直流-直流转换器100运作时，矩形波发生器110将一输入电压转换成至少一矩形波给谐振槽120，检测单元140用于检测反映负载的状态的信号，举例来说，检测单元140检测与负载电流相关的信号，可以是变压器原边电流信号，可以是变压器副边电流信号，可以是谐振槽120中谐振电感L_s上的电流信号，或者可以是谐振电容C_s的电压。当输出电路130的状态为轻载或空载时，控制单元150以一波宽调变模式来控制第一开关S1、第二开关S2的启闭以将一输入电压转换成至少一矩形波给谐振槽120，其中矩形波的工作频率高于谐振槽的谐振频率，第一开关S1的占空比落于一第一预定区间或第二预定区间，且第二开关S2的占空比与该第一开关S1的占空比互补，使直流-直流转换器的增益大于1。

另一方面，当负载的状态为重载或满载时，控制单元150以一调频模式来控制矩形波发生器110，即通过改变矩形波的工作频率来稳定输出电压，以满足重载时的高效率要求。

当控制单元150控制第一开关S1的占空比D小于50％时，新颖的高增益控制模式的线路运行方式是：

状态1：控制单元150导通第一开关S1且关闭第二开关S2时，谐振电容器C_s上的电压为D*V_in，而n*V_o＜(1-D)*V_in，此时谐振电容器C_s与谐振电感L_s谐振，L_m上的箝位电压被箝位在n*V_o，变压器向二次侧传输能量。

状态2：控制单元150导通第二开关S2且关闭第一开关S1时，谐振电容器Cs上的电压D*V_in＜n*V_o，由于电压不足，变压器不能向二次侧传输能量，此时谐振电容器Cs与谐振电感器和励磁电感(L_s+L_m)一起谐振。主要电流电压波形图如图11所示。

同理，当控制单元150控制第一开关S1的占空比D大于50％时，新颖的高增益控制模式的线路运行方式是：

状态1：控制单元150导通第一开关S1且关闭第二开关S2时，谐振电容器C_s上的电压为D*V_in，而n*V_o＞(1-D)*V_in，由于电压不足，变压器不能向二次侧传输能量，此时谐振电容器C_s与谐振电感和励磁电感(L_s+L_m)一起谐振。

状态2：控制单元150导通第二开关S2且关闭第一开关S1时，谐振电容器C_s上的电压D*V_in＞n*V_o，此时谐振电容器C_s与谐振电感器L_s谐振，L_m上的电压被箝位在n*V_o，变压器向二次侧传输能量。

新颖的高增益控制模式是：在轻载间歇工作模式下，通过控制驱动占空比和间歇时间实现对输出电压的控制目的。

新颖的高增益控制模式下的LLC串联谐振电路参数选取如下：

D为S1占空比，当取值范围为0-0.5之间时，下管S2占空比为(1-D)，使增益大于1的D的取值范围为：

$\frac{1-\frac{1}{h}}{6}[1-2\cos (\mathrm{\&theta;}-\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3})]<D<\frac{1-\frac{1}{h}}{6}[1-2\cos (\mathrm{\&theta;}+\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3})]$

其中： $\mathrm{\&theta;}=\frac{1}{3}\arccos [\frac{108{\mathrm{fL}}_s}{n^2{R}_L{(1-\frac{1}{h})}^3}-1],$ 而且： $\frac{{2\mathrm{fL}}_s}{n^2{R}_L}<\frac{1}{27}{(1-\frac{1}{h})}^3,$ $h=\frac{L_s}{L_m}>1$

且当 $D=\sqrt[3]{\frac{A}{B}(1+\sqrt{1+\frac{A}{B}})}-\sqrt[3]{\frac{A}{B}(1-\sqrt{1+\frac{A}{B}})}$ 时，其中 $A=\frac{{2\mathrm{fL}}_s}{n^2{R}_L},$ $B=1+\frac{1}{h},$ 线路增益最大。

理由如下：

当D在0-0.5之间时，线路运行图如图12所示。转换器在Stagel阶段从输入向输出传输能量，此阶段的等效电路图如图13所示。由于谐振电容Cs上的纹波很小，因此可将谐振电感Ls和励磁电感Lm上流过的电流线性化，如图14所示。也可通过积分计算谐振电容Cs、谐振电感Ls和励磁电感Lm上的电压和电流。通过计算转换器传输的电流可得到此线路增益M近似值如下：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{Cs}(\mathrm{Avg}.)}=D*V_i\\ \frac{{\mathrm{nV}}_o}{n^2{R}_L}T\&ap;[\frac{(1-D)V_i-{\mathrm{nV}}_o}{L_s}-\frac{{\mathrm{nV}}_o}{L_m}]*\mathrm{DT}*\frac{\mathrm{DT}}{2}\end{array}\right.$

$M=\frac{{2\mathrm{nV}}_o}{V_i}\&ap;\frac{{2(1-D)D}^2}{\frac{{2\mathrm{fL}}_s}{n^2{R}_L}+(1+\frac{1}{h})D^2}=\frac{{2(1-D)D}^2}{A+{\mathrm{BD}}^2}$

其中： $A=\frac{{2\mathrm{fL}}_s}{n^2{R}_L},$ $B=1+\frac{1}{h}$

当然也可通过计算转换器传输的能量计算线路的增益。

图15是在某一负载下线路增益和占空比D之间的关系曲线。当占空比D处在上述预定范围内，即第一预定区间(D1，D3)和第二预定区间(D4，D2)时，线路增益大于1。应了解到，第一预定下限值D1、第一预定上限值D3、第二预定下限值D4与第二预定上限值D2的具体数值会因负载RL种类的不同而有所变化，并非一个固定的数值。

若要使得增益M＞1，则

即为2D³+(B-2)D²+A＜0

设函数f(D)＝2D³+(B-2)D²+A，则此函数导数为f′(D)＝6D²+2(B-2)D。当f′(D)＝0时，D＝0或

当D＝0时，f(0)＝A＞0，且当D＝0.5时，此时上下管占空比相等，工作频率高于谐振频率，由之前讨论可知，此时M＜1，所以f(0.5)＞0。

若要使得M＞1，则有f(D)＜0。要使得在0-0.5内存在一段区间内使得f(D)＜0，则需要在0-0.5内存在一点D′，使得f′(D′)＝0且f(D′)＜0。f(D)如图所示。

由D′∈(0，0.5)且f′(D′)＝0可知， $D^{\&prime;}=\frac{2-B}{3},$ 且 $0<\frac{2-B}{3}=\frac{1-\frac{1}{h}}{3}<0.5,$

可得知h＞1。所以：

$f\left(D^{\&prime;}\right)=f\left(\frac{2-B}{3}\right)=2{\left(\frac{2-B}{3}\right)}^3+(B-2){\left(\frac{2-B}{3}\right)}^2+A=A-{\left(\frac{2-B}{3}\right)}^3$

因为f(D′)＜0，所以 $A<{\left(\frac{2-B}{3}\right)}^3,$ 即 $\frac{{2\mathrm{fL}}_s}{n^2{R}_L}<\frac{1}{27}{(1-\frac{1}{h})}^3.$

所以当

且h＞1时，在0-0.5区间内存在一段区间使得增益M＞1。

设f(D)＝2D³+(B-2)D²+A＝0，使用卡尔丹公式可求得解：

$\left\{\begin{array}{c}{D}_1=\frac{B-2}{6}[2\cos (\mathrm{\&theta;}-\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3})-1]\\ D_2=\frac{B-2}{6}[2\cos (\mathrm{\&theta;}+\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3})-1]\\ D_3=\frac{B-2}{6}(2\cos \mathrm{\&theta;}-1)\end{array}\right.$

其中 $\mathrm{\&theta;}=\frac{1}{3}\arccos [\frac{2A}{{\left(\frac{2-B}{3}\right)}^3}-1],$ $A=\frac{{2\mathrm{fL}}_s}{n^2{R}_L},$ $B=1+\frac{1}{h}$

因为 $\mathrm{\&theta;}=\frac{1}{3}\arccos [\frac{2A}{{\left(\frac{2-B}{3}\right)}^3}-1],$ 所以 $\mathrm{\&theta;}\&Element;(0,\frac{\mathrm{\&pi;}}{3}),$ 所以：

$\left\{\begin{array}{c}2\cos (\mathrm{\&theta;}-\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3})-1\&Element;(-\mathrm{2,0})\\ 2\cos (\mathrm{\&theta;}+\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3})-1\&Element;(-3,-2)\\ 2\cos \mathrm{\&theta;}-1\&Element;\left(\mathrm{0,1}\right)\\ \end{array}\right.$

所以D₃＜0＜D₁＜D₂。

综上所述，当工作频率高于谐振频率时，D在0-0.5之间存在一段区间使得增益M＞1的条件是：h＞1，且

此时D的区间为

$\frac{1-\frac{1}{h}}{6}[1-2\cos (\mathrm{\&theta;}-\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3})]<D<\frac{1-\frac{1}{h}}{6}[1-2\cos (\mathrm{\&theta;}+\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3})].$

因为 $M\left(D\right)=\frac{{2(1-D)D}^2}{{A+\mathrm{BD}}^2},$ 其中 $A=\frac{{2\mathrm{fL}}_s}{n^2{R}_L},$ $B=1+\frac{1}{h},$ 所以：

$M^{\&prime;}\left(D\right)={\left(\frac{2(1-D)D^2}{A+{\mathrm{BD}}^2}\right)}^{\&prime;}=-2D\frac{{\mathrm{BD}}^3+3\mathrm{AD}-2A}{{(A+{\mathrm{BD}}^2)}^2}$

设f(D)＝BD³+3AD-2A＝0，由卡尔丹公式可求得此方程唯一的实根是：

$D=\sqrt[3]{\frac{A}{B}(1+\sqrt{1+\frac{A}{B}})}-\sqrt[3]{\frac{A}{B}(1-\sqrt{1+\frac{A}{B}})}$

所以在0-0.5范围内，当 $D=\sqrt[3]{\frac{A}{B}(1+\sqrt{1+\frac{A}{B}})-\sqrt[3]{\frac{A}{B}(1-\sqrt{1+\frac{A}{B}})}}$ 时，

其中

线路增益M可取得最大值。

当D的范围在0.5-1之间时，可用同样的方法计算才出增益大于1时的D的范围：

$1-\frac{1-\frac{1}{h}}{6}[1-2\cos (\mathrm{\&theta;}-\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3})]<D<1-\frac{1-\frac{1}{h}}{6}[1-2\cos (\mathrm{\&theta;}+\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3})]$

其中： $\mathrm{\&theta;}=\frac{1}{3}\arccos [\frac{108{\mathrm{fL}}_s}{n^2{R}_L{(1-\frac{1}{h})}^3}-1],$ 而且： $\frac{{2\mathrm{fL}}_s}{n^2{R}_L}<\frac{1}{27}{(1-\frac{1}{h})}^3,$ $h=\frac{L_s}{L_m}>1$

当线路M取最大值时，也可用同样的方法计算出线路增益M取最大值时D的取值： $D=1-\sqrt[3]{\frac{A}{B}(1+\sqrt{1+\frac{A}{B}})}+\sqrt[3]{\frac{A}{B}(1-\sqrt{1+\frac{A}{B}})},$

其中 $A=\frac{{2\mathrm{fL}}_s}{n^2{R}_L},$ $B=1+\frac{1}{h}.$

新颖的高增益控制模式用于改进传统PFM模式LLC串联谐振电路在轻载时效率的控制模式是：检测负载状况，在重载时使用传统PFM模式控制，效率高；在轻载时使用新颖的高增益控制模式，由于其增益高，可以明显减少电路动作次数，减少损耗，提高了轻载效率。

新颖的高增益控制模式用于整体AC/DC转换器的控制模式是：检测负载状况，在重载时的工作模式与传统的PFC+LLC工作方式相同；在轻载时，DC/DC级工作在新颖的高增益控制模式，增益高，因此可以降低PFC级的输出电压，亦即降低功率因数校正装置160的输出电压，例如以控制单元150降低功率因数校正装置160的输出电压，由此可提高轻载时的变换器效率。

新颖的高增益控制模式用于整体AC/DC转换器的控制模式是：检测负载状况，在重载时的工作模式与传统的PFC+LLC工作方式相同；在轻载时，DC/DC级工作在新颖的高增益控制模式，增益高，因此在输入交流电压较高时，关闭PFC级，亦即关闭功率因数校正装置160，例如以控制单元150关闭功率因数校正装置160，在输入交流电压较低时，降低PFC级的输出电压，由此可提高轻载时的变换器效率。

综上所述，本发明的另一实施例为电力变换器200的控制方法，此控制方法包含下列步骤：检测负载R_L的状态；当负载R_L的状态为轻载或空载时，以一波宽调变模式来控制第一开关S1、第二开关S2的启闭以将一输入电压转换成至少一矩形波给谐振槽120，其中矩形波的工作频率高于谐振槽的谐振频率，第一开关S1的占空比落于一第一预定区间或一第二预定区间，且第二开关S2的占空比与第一开关S1的占空比互补，使电力变换器200的增益大于1。

应了解到，以上所提及的步骤，除特别叙明其顺序者外，均可依实际需要调整其前后顺序，甚至可同时或部分同时执行。至于实施该些步骤的硬件装置，由于以上实施例已具体揭露，因此不再赘述。

于控制方法中，当负载R_L的状态为重载或满载时，以一调频模式来调制矩形波。

第一开关S1的占空比与第二开关S2的占空比之和为1，第一开关S1的占空比介于一小于50％的第一预定上限值D1与第一预定下限值D3之间，第二开关S2的占空比介于一大于50％的第二预定下限值D4与第二预定上限值D2之间。

或者，第二开关S2的占空比介于一小于50％的第一预定上限值D1与第一预定下限值D3之间，第一开关S1的占空比介于一大于50％的第二预定下限值D4与第二预定上限值D2之间。

于控制方法中，可利用电磁干扰滤波器170接收一交流电，交流电经电磁干扰滤波器170及功率因数校正装置160转换后提供输入电压V_i。

当负载的状态为轻载或空载时，降低功率因数校正装置160所提供的输入电压V_i。

或者，当负载的状态为轻载或空载时，关闭功率因数校正装置160。

藉此，在轻载和空载时工作在开关间歇式脉宽调制控制模式，工作频率f高于谐振频率fs，但增益大于1，因此能有效减少变换器在单位时间内的总开关次数，有效地提高轻载效率，满足限制轻载时损耗的要求。

上文中，参照附图描述了本发明的具体实施方式。但是，本领域中的普通技术人员能够理解，在不偏离本发明的精神和范围的情况下，还可以对本发明的具体实施方式作各种变更和替换。这些变更和替换都落在本发明权利要求书所限定的范围内。

Claims (33)

1.一种直流-直流转换器，其特征在于，所述直流-直流转换器包含：

一输出电路，具有一负载；

一谐振槽，电性耦接该输出电路；

一矩形波发生器，电性耦接该谐振槽，该矩形波发生器具有至少一桥臂，包含一第一开关与一第二开关彼此电性耦接；

一检测单元，用于检测反映该负载的状态的信号；以及

一控制单元，用于当该负载的状态为轻载或空载时，以一波宽调变模式来控制该第一、第二开关的启闭以将一输入电压转换成至少一矩形波给该谐振槽，该第一开关的占空比落于一第一预定区间或一第二预定区间，且该第二开关的占空比与该第一开关的占空比互补，从而使该直流-直流转换器的增益大于1。

2.如权利要求1所述的直流-直流转换器，其特征在于，当该负载的状态为轻载或空载时，矩形波的工作频率高于谐振槽的谐振频率。

3.如权利要求1所述的直流-直流转换器，其特征在于，当该负载的状态为重载或满载时，该控制单元以一调频模式来控制该矩形波发生器。

4.如权利要求1所述的直流-直流转换器，其特征在于，该第一开关的占空比介于小于50％的第一预定上限值与一第一预定下限值之间，该第二开关的占空比介于一大于50％的第二预定下限值与一第二预定上限值之间。

5.如权利要求1所述的直流-直流转换器，其特征在于，该第二开关的占空比介于小于50％的第一预定上限值与一第一预定下限值之间，该第一开关的占空比介于一大于50％的第二预定下限值与一第二预定上限值之间。

6.如权利要求1所述的直流-直流转换器，其特征在于，该负载包含一电阻器。

7.如权利要求5所述的直流-直流转换器，其特征在于，该负载更包含一变压器与一整流器，彼此电性耦接至该电阻器。

8.如权利要求7所述的直流-直流转换器，其特征在于，该谐振槽为一串联谐振电路或一并联谐振电路。

9.如权利要求8所述的直流-直流转换器，其特征在于，该串联谐振电路为一LC串联谐振电路或一LLC串联谐振电路。

10.如权利要求9所述的直流-直流转换器，其特征在于，该LLC串联谐振电路包含一励磁电感器、一谐振电感器与一谐振电容器彼此串联，其中该励磁电感器与该变压器并联。

11.如权利要求10所述的直流-直流转换器，其特征在于，该励磁电感器、该谐振电感器与该谐振电容器三者与该第二开关并联，该控制单元控制第一开关的占空比小于50％，当控制单元导通第一开关且关闭第二开关时，藉由该励磁电感器上的箝位电压，该变压器向二次侧传输能量。

12.如权利要求11所述的直流-直流转换器，其特征在于，当控制单元关闭第一开关且导通第二开关时，该变压器不能向二次侧传输能量。

13.如权利要求12所述的直流-直流转换器，其特征在于，该第一开关的占空比与该第二开关的占空比之和为1，该第一开关的占空比介于一小于50％的第一预定上限值与一第一预定下限值之间，该第二开关的占空比介于一大于50％的第二预定下限值与一第二预定上限值之间。

14.如权利要求10所述的直流-直流转换器，其特征在于，该励磁电感器、该谐振电感器与该谐振电容器三者与该第二开关并联，该控制单元控制第一开关的占空比大于50％，当控制单元导通第一开关且关闭第二开关时，该变压器不能向二次侧传输能量。

15.如权利要求14所述的直流-直流转换器，其特征在于，当控制单元关闭第一开关且导通第二开关时，藉由该励磁电感器上的箝位电压，该变压器向二次侧传输能量。

16.如权利要求15所述的直流-直流转换器，其特征在于，该第一开关的占空比与该第二开关的占空比之和为1，该第二开关的占空比介于一小于50％的第一预定上限值与一第一预定下限值之间，该第一开关的占空比介于一大于50％的第二预定下限值与一第二预定上限值之间。

17.一种电力变换器，其特征在于，所述电力变换器包含：

权利要求1至16中任意一项所述的直流-直流转换器；

一功率因数校正装置，电性耦接该直流-直流转换器；以及

一电磁干扰滤波器，电性耦接该功率因数校正装置，用于接收一交流电，该交流电经该电磁干扰滤波器及该功率因数校正装置转换后对该直流-直流转换器提供该输入电压。

18.如权利要求17所述的电力变换器，其特征在于，当该负载的状态为轻载或空载时，该功率因数校正装置降低对该直流-直流转换器所提供的该输入电压。

19.如权利要求17所述的电力变换器，其特征在于，当该负载的状态为轻载或空载时，该功率因数校正装置关闭。

20.如权利要求19所述的电力变换器，其特征在于，该功率因数校正装置包含：

一桥式整流器；以及

一功率因数校正器，电性耦接该桥式整流器。

21.如权利要求19所述的电力变换器，其特征在于，该功率因数校正装置包含一无桥功率因数校正器。

22.一种电力变换器的控制方法，该电力变换器包含一负载与一谐振槽，该谐振槽电性耦接该负载，其特征在于，该控制方法包含：

检测反映该负载的状态的信号；以及

当该负载的状态为轻载或空载时，以一波宽调变模式来控制一桥臂上的第一、第二开关的启闭以将一输入电压转换成至少一矩形波给该谐振槽，该第一开关的占空比落于一第一预定区间或一第二预定区间，且第二开关的占空比与该第一开关的占空比互补，使该电力变换器的增益大于1。

23.如权利要求22所述的控制方法，其特征在于，该控制方法更包含：

当该负载的状态为轻载或空载时，矩形波的工作频率高于谐振槽的谐振频率。

24.如权利要求23所述的控制方法，其特征在于，该控制方法更包含：

当该负载的状态为重载或满载时，以一调频模式来调制该矩形波。

25.如权利要求23所述的控制方法，其特征在于，该第一开关的占空比介于一小于50％的第一预定上限值与一第一预定下限值之间，该第二开关的占空比介于一大于50％的第二预定下限值与一第二预定上限值之间。

26.如权利要求23所述的控制方法，其特征在于，该第二开关的占空比介于一小于50％的第一预定上限值与一第一预定下限值之间，该第一开关的占空比介于一大于50％的第二预定下限值与一第二预定上限值之间。

27.如权利要求23所述的控制方法，其特征在于，该负载包含一变压器，该谐振槽包含一励磁电感器、一谐振电感器与一谐振电容器彼此串联，其中该励磁电感器与该变压器并联，该励磁电感器、该谐振电感器与该谐振电容器三者与该第二开关并联，该控制方法包含：

控制第一开关的占空比小于50％，当导通第一开关且关闭第二开关时，藉由该励磁电感器上的箝位电压，该变压器向二次侧传输能量，而当关闭第一开关且导通第二开关时，该变压器不能向二次侧传输能量。

28.如权利要求27所述的控制方法，其特征在于，该第一开关的占空比与该第二开关的占空比之和为1，该第一开关的占空比介于一小于50％的第一预定上限值与一第一预定下限值之间，该第二开关的占空比介于一大于50％的第二预定下限值与一第二预定上限值之间。

29.如权利要求23所述的控制方法，其特征在于，该负载包含一变压器，该谐振槽包含一励磁电感器、一谐振电感器与一谐振电容器彼此串联，其中该励磁电感器与该变压器并联，该励磁电感器、该谐振电感器与该谐振电容器三者与该第二开关并联，该控制方法包含：

控制第一开关的占空比大于50％，当关闭第一开关且导通第二开关时，藉由该励磁电感器上的箝位电压，该变压器向二次侧传输能量，而当导通第一开关且关闭第二开关时，该变压器不能向二次侧传输能量。

30.如权利要求23所述的控制方法，其特征在于，该第一开关的占空比与该第二开关的占空比之和为1，该第二开关的占空比介于一小于50％的第一预定上限值与一第一预定下限值之间，该第一开关的占空比介于一大于50％的第二预定下限值与一第二预定上限值之间。

31.如权利要求23所述的控制方法，其特征在于，该控制方法更包含：

利用一电磁干扰滤波器接收一交流电，该交流电经该电磁干扰滤波器及一功率因数校正装置转换后提供该输入电压。

32.如权利要求31所述的控制方法，其特征在于，该控制方法更包含：

当该负载的状态为轻载或空载时，降低该功率因数校正装置所提供的该输入电压。

33.如权利要求31所述的控制方法，其特征在于，该控制方法更包含：

当该负载的状态为轻载或空载时，关闭功率因数校正装置。

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