CN103036838A - 接收装置以及接收方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种接收装置以及接收方法。实施方式所涉及的接收装置的合成部根据保护间隔的加法运算量，来对在考虑广播信号中的保护间隔的附加位置而进行了快速傅立叶变换后的广播信号以及不考虑附加位置而进行了快速傅立叶变换后的广播信号的载波间干扰分量中所含的、在有效符号的载波间固定的固定分量进行合成。载波间干扰分量计算部基于由合成部合成后的固定分量，来计算要从广播信号中去除的载波间干扰分量。

Description

接收装置以及接收方法

技术领域

公开的实施方式涉及接收装置以及接收方法。

背景技术

近年，数字电视广播中所使用的广播信号遵循OFDM(OrthogonalFrequency Division Multiplexing：正交频分复用)方式。该OFDM方式是通过相位彼此正交的多个载运波(以下，称为“载波”)来并行地发送包含广播内容的有效符号，从而利用有限的频带来高效地发送数据的技术。

接收该OFDM方式的广播信号的接收装置通过对接收到的广播信号进行FFT(快速傅立叶变换)来从广播信号取得相当于数据的符号，并通过对取得的符号进行OFDM解调来重放广播。

另外，发送OFDM方式的广播信号的广播站为了提高有效符号抗多径的耐性，将复制了各有效符号的末尾部分而得到的保护间隔附加到各有效符号的排头来进行发送。

如此，由于在保护间隔中包含与有效符号的一部分相同的数据(符号)，因此还提出了通过合成该保护间隔与有效符号来谋求接收特性的提高的技术。

例如，在日本特开2000-151542号公报所记载的接收装置中，通过在对接收到的广播信号进行FFT前，使保护间隔延迟相当于有效符号的区间的时间来与有效符号的末尾部分进行加法运算而合成，从而使接收特性得以提高。

另一方面，对于车载用的接收装置等，在高速移动中接收广播信号的情况下，有时会因多普勒频移而使载波的正交性破坏从而产生载波间干扰。在产生了该载波间干扰的情况下，接收装置不能从各载波取得正当的符号，因此接收特性下降。

为此，在接收装置中，例如通过基于接收到的广播信号的传输路径响应的时间变动来计算载波间干扰分量，并从广播信号中去除计算出的载波间干扰分量，由此来提高接收特性。

具体而言，接收装置从FFT后的广播信号取得SP(分散导频)信号。接着，接收装置基于取得的SP信号，不仅估计广播信号本来的传输路径响应，还估计接收到的广播信号的传输路径响应的时间变动。

然后，接收装置根据估计出的广播信号本来的传输路径响应与实际的传输路径响应的时间变动的差分来计算载波间干扰分量，并从广播信号中去除计算出的载波间干扰分量，由此谋求接收特性的提高。

然而，在兼用对保护间隔和有效符号进行加法运算来合成的技术(以下，称为“保护加法运算技术”)、以及去除载波间干扰分量的技术的情况下，存在载波间干扰分量的计算精度下降的问题。

具体而言，在保护加法运算技术中，在对保护间隔和有效符号进行合成的情况下，在进行FFT之前的阶段，使保护间隔延迟相当于有效符号的区间的时间来与有效符号进行合成。

另一方面，在去除载波间干扰分量的技术中，由于基于FFT后的广播信号来计算载波间干扰分量，因此在FFT前使保护间隔延迟所带来的影响被反映于在载波间干扰分量的计算中使用的传输路径响应的时间变动。

故而，在兼用保护加法运算技术和去除载波间干扰分量的技术的情况下，不能正确地计算与接收到的广播信号的传输路径响应相关的时间变动，因此载波间干扰分量的计算精度下降。

基于这些情况，在兼用保护加法运算技术和去除载波间干扰分量的技术的同时，如何实现能提高载波间干扰分量的计算精度的接收装置以及接收方法成为大的课题。

发明内容

实施方式的一形态鉴于上述事实而提出，其目的在于，提供一种能在兼用保护加法运算技术和去除载波间干扰分量的技术的同时提高载波间干扰分量的计算精度的接收装置以及接收方法。

实施方式的一形态所涉及的接收装置具备：接收部、保护加法运算部、快速傅立叶变换部、合成部、以及载波间干扰分量计算部。所述接收部对将保护间隔附加到有效符号的排头而得到的广播信号进行接收，该保护间隔是对包含广播内容在内的所述有效符号的末尾部分进行复制而得到的。所述保护加法运算部将由所述接收部接收到的所述广播信号中所含的所述保护间隔与该广播信号中的所述末尾部分进行加法运算。所述快速傅立叶变换部对相加了所述保护间隔后的所述广播信号进行快速傅立叶变换。所述合成部根据所述保护间隔的加法运算量，来对在考虑所述广播信号中的保护间隔的附加位置而进行了快速傅立叶变换后的广播信号以及不考虑所述附加位置而进行了快速傅立叶变换后的广播信号中的载波间干扰分量的每一个中所含的、在所述有效符号的载波间固定的固定分量彼此进行合成。所述载波间干扰分量计算部基于由所述合成部合成后的所述固定分量，来计算要从经所述快速傅立叶变换后的所述广播信号中去除的载波间干扰分量。

根据实施方式的一形态所涉及的接收装置，能在兼用保护加法运算技术和去除载波间干扰分量的技术的同时提高载波间干扰分量的计算精度。

附图说明

图1是实施方式所涉及的接收装置的构成的示意图。

图2A以及图2B是表示实施方式所涉及的保护加法运算以及FFT部的动作的示意图。

图3是表示实施方式所涉及的ICI去除部的构成的示意图。

具体实施方式

以下，参照附图来详细说明本申请所公开的接收装置以及接收方法的实施方式。以下，使用对应用了OFDM(正交频分复用)方式的数字电视广播的广播信号进行接收的接收装置作为接收装置的一例来进行说明。

图1是表示实施方式所涉及的接收装置1的构成的示意图。此外，在图1中，仅示出了为了说明接收装置1的特征而需要的构成要素，省略了对一般的构成要素的记载。

图1所示的接收装置1是对将包含广播内容在内的有效符号的区间和复制了有效符号的末尾部分而得到的保护间隔的区间附加到有效符号的区间的排头部分而得到的广播信号进行接收的装置。然后，接收装置1对接收到的广播信号实施给定的信号处理，并将信号处理后的广播信号输出至显示器或扬声器(省略图示)等输出装置来重放。

具体而言，接收装置1如图1所示，具备：天线2、接收部3、A/D(模拟/数字)变换部4、保护加法运算部5、同步部6、FFT(Fast FourierTransform：快速傅立叶变换)部7、传输路径计算部8。

接收装置1还具备：ICI(Inter Carrier Interference：载波间干扰分量)去除部9、均衡处理部10、临时判定似然度计算部11、纠错TS(TransportStream：传输流)输出部12。

接收部3是以给定的频带从天线2接收广播信号且对接收到的广播信号进行检波/放大的调谐器。该接收部3将检波/放大后的模拟的广播信号Sig1向A/D变换部4输出。

A/D变换部4是将从接收部3输入的模拟的广播信号Sig1变换成数字的广播信号Sig2且向保护加法运算部5输出的处理部。在此，由A/D变换部4输出的数字的广播信号Sig2是时域的广播信号Sig2。

保护加法运算部5是将从A/D变换部4输入的广播信号Sig2中所含的保护间隔与作为保护间隔的复制源的广播信号Sig2的末尾部分进行加法运算来进行合成的处理部。该保护加法运算部5将执行保护加法运算后的广播信号Sig3向同步部6以及FFT部7输出。

另外，保护加法运算部5将表示对广播信号Sig2的末尾部分相加的保护间隔在广播信号Sig1中的附加位置(以下，记载为“保护加法运算位置win”)的信号Sig4向ICI去除部9输出。

此外，以下，将由保护加法运算部5执行的保护间隔的加法运算处理称为保护加法运算。关于该保护加法运算的一例，使用图2A以及图2B，与FFT部7的动作说明一起后述。

同步部6是执行对保护加法运算后的广播信号Sig3中的有效符号的开始位置进行检测的符号同步、且将表示检测出的有效符号的开始位置(数据串中的符号间的划分)的信号Sig5向FFT部7输出的处理部。此外，同步部6还执行使发送广播信号Sig3的发送装置(省略图示)的基准时钟与接收装置1的基准时钟同步的时钟同步。

FFT部7是基于表示从同步部6输入的有效符号的开始位置的信号Sig5来对从保护加法运算部5输入的广播信号Sig3进行FFT、并将时域的广播信号Sig3变换成频域的广播信号Sig6的处理部。

具体而言，FFT部7通过对从保护加法运算部5输入的广播信号Sig3进行FFT，来取得广播信号Sig3中所含的相当于数据的符号(信号点)。

接下来，FFT部7将取得的广播信号Sig3的各符号映射到由同相分量轴以及正交分量轴表现的星座图中的接收点。映射到该星座图的各符号成为FFT后的广播信号Sig6。

然后，FFT部7将生成的广播信号Sig6向传输路径计算部8以及ICI去除部9输出。此外，传输路径计算部8基于从FFT部7输入的广播信号Sig6中所含的SP(Scattered Pilot，分散导频)信号，来计算广播信号Sig6的传输路径响应Sig7，并将计算出的传输路径响应Sig7向ICI去除部9以及均衡处理部10输出。

在此，参照图2A以及图2B，与FFT部7的动作说明一起来说明由保护加法运算部5执行的保护加法运算。图2A以及图2B是表示实施方式所涉及的保护加法运算以及FFT部7的动作的示意图。

如图2A所示，从保护加法运算部5对FFT部7输入经保护加法运算后的广播信号Sig3。该广播信号Sig3是由保护加法运算部5例如进行如下处理而生成的。

具体而言，如图2A中的虚线箭头所示，保护加法运算部5使附加于有效符号D的排头部分的保护间隔G延迟相当于有效符号D的区间长度的时间。

接下来，保护加法运算部5通过对延迟前的有效符号D的末尾部分以及延迟后的保护间隔G进行加法运算，来合成有效符号D与保护间隔G，从而进行保护加法运算。

这样，保护加法运算部5如图2A所示，例如生成将有效符号D的末尾部分中的保护间隔G的复制源的数据与保护间隔G的数据各含50％的广播信号Sig3。此外，进行保护加法运算的保护间隔G占有效符号D的末尾部分的比率不局限于50％，而能适当变更。

如此，由于在接收装置1中由保护加法运算部5进行保护加法运算，因此即使在接收到的有效符号D的末尾部分产生了错误，也能通过使用保护间隔G的数据进行数据的插值来提高接收特性。

然后，FFT部7若被输入该保护加法运算后的广播信号Sig3，则对广播信号Sig3中的有效符号D部分进行FFT处理(步骤S1)，并将FFT后的广播信号Sig6向传输路径计算部8以及ICI去除部9输出。

在此，经FFT处理的广播信号Sig3如前所述，是在有效符号D的末尾部分将保护间隔G的数据的信号包含50％。因此，能将该广播信号Sig3视作对图2B的上段所示的未加保护间隔G的广播信号、与图2B的下段所示的相加了保护间隔G后的广播信号进行求和平均而得到的信号。

故而，对广播信号Sig3进行FFT等效于：对图2B的上段所示的广播信号进行FFT处理(步骤S2)，并行地对图2B的下段所示的广播信号进行FFT处理(步骤S3)，且将FFT后的广播信号Sig31、Sig32进行求和平均(步骤S4)。

另外，对图2B的上段所示的广播信号进行FFT处理的运算处理等效于如下运算处理：将广播信号Sig3视作未进行保护加法运算的信号，不考虑保护加法运算位置win地进行FFT。

若将该运算处理由数式表示，则如下所示。具体而言，在假设FFT后的广播信号Sig6的传输路径响应Sig7相对于有效符号D的符号时间T以一次函数进行变化的情况下，图2B的上段所示的广播信号由下面的式(1)表示。

【数式1】

$y\_t\left(i\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n(h_n+{\mathrm{\Δh}}_n\mathrm{iT})e^{j2\mathrm{\πn}\frac{1}{N}}...\left(1\right)$

在此，

i：时间取样编号

n：载波编号

N：FFT级数

T：符号时间

y_t：接收信号(时域)

y_f：接收信号(频域)

a_n：发送信号(第n个载波)

h_n：传输路径响应(第n个载波)

若对于要对该信号进行FFT的式(1)针对m进行DFT(Discrete FourierTransform：离散傅立叶变换)，则DFT后的广播信号Sig31由下面的式(2)表示。

【数式2】

$\mathrm{Sig}31:y\_f\left(m\right)=\frac{1}{N}y\_t\left(i\right)e^{-j2\mathrm{\πm}\frac{1}{N}}$

$=\underset{i=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n{h}_n\left(\frac{1}{N}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j2\mathrm{\π}(n-m)\frac{1}{N}}\right)+\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n{\mathrm{\Δh}}_{n}T\left(\frac{1}{N}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{ie}}^{j2\mathrm{\π}(n-m)\frac{1}{N}}\right)$

$=a_m{h}_m+\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n{\mathrm{\Δh}}_n{\mathrm{T\ζ}}_{n-m}...\left(2\right)$

在此，

n，m：载波编号

$\mathrm{\ζ}=\frac{-j}{2\tan \left(\frac{\mathrm{\π}}{N}n\right)}$

在此，式(2)的最后一行中的第一项是在FFT(步骤S2)后的广播信号Sig31中的不依赖于传输路径响应Sig7的时间变动的分量，即，不包含ICI的信号分量。另一方面，式(2)的最后一行中的第2项是因传输路径响应Sig7的时间变动而引起、广播信号Sig31中所含的ICI(以下，记载为“ICI1”)。

另一方面，对图2B的下段所示的广播信号进行FFT处理的运算处理等效于如下运算处理：将广播信号Sig3视作执行了保护加法运算后的信号，考虑保护加法运算位置win地进行FFT。

具体而言，图2B的下段所示的广播信号中的保护间隔G是原本向有效符号D的排头附加了的数据。也就是，在图2B的下段所示的广播信号中，将保护间隔G配置于与不同于本来的接收时间(时刻)的接收时间对应的位置。

故而，在假设FFT后的广播信号Sig6的传输路径响应Sig7相对于有效符号的接收时间(时刻)T以一次函数进行变化的情况下，若不考虑保护加法运算位置win而对图2B的下段所示的广播信号进行FFT，则会在ICI中产生误差。

即，在不考虑保护加法运算位置win地对图2B的下段所示的广播信号进行FFT的情况下，将保护间隔G的部分设为在与实际的接收时刻不同的接收时刻所接收到的部分来进行FFT。由此，FFT后的广播信号Sig32中所含的ICI成为反映了保护间隔G的接收时间的误差的不正确的ICI。

故而，在对图2B的上段所示的广播信号进行FFT的情况下，考虑保护间隔G的接收时间，即表示接收时的广播信号Sig1中的保护间隔G的附加位置的保护加法运算位置win来进行FFT的运算处理变得必要。

该运算处理由以下数式表示。具体而言，在假设FFT后的广播信号Sig6的传输路径响应Sig7相对于有效符号D的符号时间T以一次函数进行变化的情况下，相加了图2B的下段所示的保护间隔G后的广播信号由下面的式(3)表示。

【数式3】

$y\_t\left(i\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_{n}f\left(i\right)e^{j2\mathrm{\πn}\frac{1}{N}}...\left(3\right)$

在此，

f(i)＝h_n+Δh_niT    (0≤i≤N-win-1)

    ＝h_n+Δh_n(i-N)T (N-win ≤i≤N-1)

win：保护加法运算位置

如此，在式(3)中，考虑保护加法运算位置win，通过接收到有效符号D以及保护间隔G的时间取样编号i，来区分图2B的下段所示的广播信号的情况。

若对于要对该广播信号进行FFT的式(3)针对m进行DFT，则DFT后的广播信号Sig32由下面的式(4)表示。

【数式4】

$\mathrm{sig}32:y\_f\left(m\right)=\frac{1}{N}\underset{i=0}{\overset{N-\mathrm{win}-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n(h_n+{\mathrm{\Δh}}_n\mathrm{iT})e^{j2\mathrm{\π}(n-m)\frac{1}{N}}$

$+\frac{1}{N}\underset{i=N-\mathrm{win}}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n(h_n+{\mathrm{\Δh}}_n(i-N)T)e^{j2\mathrm{\π}(n-m)\frac{1}{N}}...\left(4\right)$

进而，若式(4)中的i’以及i”分别设为i’＝i+win，i”＝i+win，则广播信号Sig32由下面的式(5)表示。

【数式5】

$\mathrm{sig}32:y\_f\left(m\right)=\frac{1}{N}\underset{i=\mathrm{win}}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n(h_n+{\mathrm{\Δh}}_n(i-\mathrm{win})T)e^{j2\mathrm{\π}(n-m)\frac{1-\mathrm{win}}{N}}$

$+\frac{1}{N}\underset{i=0}{\overset{\mathrm{win}-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n(h_n+{\mathrm{\Δh}}_n(i-\mathrm{win})T)e^{j2\mathrm{\π}(n-m)\underset{\‾}{i-\mathrm{win}+N}}$

$=\frac{1}{N}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n(h_n+{\mathrm{\Δh}}_n(i-\mathrm{win})T)e^{j2\mathrm{\π}(n-m)\frac{i-\mathrm{win}}{N}}$

$=a_m(h_m-{\mathrm{\Δh}}_m-\mathrm{winT})+\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n{\mathrm{\Δh}}_n{\mathrm{T\ζ}}_{n-m}{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{win}}{N}}{e}^{j2\mathrm{\πm}\frac{\mathrm{win}}{N}}...\left(5\right)$

在此，式(5)的最后一行中的第一项是不依赖于传输路径响应的时间变动的广播信号Sig31的信号分量，即，不包含ICI的信号分量。另一方面，式(5)的最后一行中的第2项是因传输路径响应的时间变动而引起、广播信号Sig32中所含的ICI(以下，记载为“ICI2”)。

故而，在进行了上述运算处理的情况下，FFT部7将输出对广播信号Sig31和广播信号Sig32进行求和平均而得到的广播信号Sig6。即，FFT部7将输出包含ICI1以及ICI2在内的广播信号Sig6。

如此，在广播信号Sig6包含ICI1以及ICI2的情况下，不能从广播信号Sig6的各载波取得正当的符号，因此会产生接收特性下降的问题。为了防止该问题的产生，接收装置1具备ICI去除部9。

ICI去除部9是从由FFT部7输入的广播信号Sig6中去除前述的ICI1以及ICI2、且将ICI1以及ICI2去除完毕的广播信号Sig8向均衡处理部10输出的处理部(参照图1)。

在此，作为对要从FFT后的广播信号Sig6中去除的ICI进行计算的方法，例如考虑如下方法：由ICI去除部9分别单独地计算ICI1以及ICI2，并对ICI1以及ICI2进行求和平均来计算ICI。

如此，通过单独地计算ICI1和ICI2来取求和平均，能防止因在保护加法运算时使保护间隔G延迟而带来的影响被反映到所计算出的ICI。

因此，根据通过该方法来计算要从FFT后的广播信号Sig6中去除的ICI的方法，能在兼用保护加法运算技术和去除载波间干扰分量的技术的同时提高ICI的计算精度。

在此，针对分别单独地计算ICI1以及ICI2且对ICI1以及ICI2进行求和平均来计算ICI的情况，进行更具体的说明。在此情况下，载波编号n的符号从载波编号m的符号接受的ICI1(m)根据上述的式(2)的最后一行中的第2项，由以下的式(6)表示。

另外，载波编号n的符号从载波编号m的符号接受的ICI2(m)根据上述的式(5)的最后一行中的第2项，由以下的式(7)表示。

【数式6】

$\mathrm{ICI}1\left(m\right)=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n{\mathrm{\Δh}}_n{\mathrm{T\ζ}}_{n-m}...\left(6\right)$

$\mathrm{ICI}2\left(m\right)=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n{\mathrm{\Δh}}_n{\mathrm{T\ζ}}_{n-m}{e}^{-j2\mathrm{\πn}\frac{\mathrm{win}}{N}}{e}^{j2\mathrm{\πm}\frac{\mathrm{win}}{N}}$

$=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n{\mathrm{\Δh}}_n{\mathrm{T\ζ}}_{n-m}{e}^{-j2\mathrm{\π}(n-m)\frac{\mathrm{win}}{N}}...\left(7\right)$

如此，ICI去除部9在单独地计算ICI1(m)和ICI2(m)的情况下，将FFT后的广播信号Sig6分类为不考虑保护加法运算位置win而进行了FFT后的广播信号Sig31和考虑保护加法运算位置win而进行了FFT后的广播信号Sig32来进行处理。

即，ICI去除部9分别进行式(6)以及式(7)的运算，来计算双方的运算结果的求和平均，作为要去除的ICI。由此，ICI去除部9在保护加法运算时能高精度地计算排除了因使保护间隔G延迟而带来的误差的ICI。

在此，在设为了该构成的情况下，如前所述，需要单独地分别计算ICI1(m)和ICI2(m)。故而，在设为了该构成的情况下，运算电路的电路构成复杂化，电路规模变大，从而ICI去除部9的LSI化变得困难。

为此，在本实施方式中，按照不单独计算ICI1(m)和ICI2(m)地计算要从FFT后的广播信号Sig6中去除的ICI的方式构成了ICI去除部9。

在此，说明确定为不单独计算ICI1(m)和ICI2(m)地计算要从FFT后的广播信号Sig6中去除的ICI的运算方法的缘由。

首先，若将计算ICI1(m)的上述式(6)与计算ICI2(m)的上述式(7)进行对比，则在两式中，均存在按有效符号D的载波的每一个而变动的公共的变动分量、以及在载波间固定的非公共的固定分量。

具体而言，上述式(6)以及式(7)中的a_n是第n个载波的发送信号，是依赖于载波编号n而变动的变动分量。另外，Δh_n是第n个载波中的传输路径响应的时间变动，是依赖于载波编号n而变动的变动分量。此外，N是FFT级数，是常数。另外，T是符号时间(各符号的接收所需的时间)，是常数。

另一方面，式(6)以及式(7)中的比T更靠后段的函数是载波编号的差分的每一个，即载波间固定的固定分量。而且，要从FFT后的广播信号Sig6中去除的ICI是对由式(6)计算的ICI1(m)以及由式(7)计算的ICI2(m)进行求和平均而得到的运算结果。

因此，若将上述的变动分量作为公共项进行整理，则对要从FFT后的广播信号Sig6中去除的ICI进行计算的数式由下面的式(8)表示。

【数式7】

$\mathrm{ICI}=\frac{\mathrm{ICI}1+\mathrm{ICI}2}{2}$

$=\frac{1}{n}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n{\mathrm{\Δh}}_{n}T\frac{{\mathrm{\ζ}}_{n-m}+{\mathrm{\ζ}}_{n-m}{e}^{-j2\mathrm{\π}(n-m)\frac{\mathrm{win}}{N}}}{2}...\left(8\right)$

如此，计算ICI的式(8)包含上述的固定分量和变动分量。为此，在本实施方式中，对ICI去除部9设置了根据保护间隔G的加法运算量(以下，记载为“保护加法运算量”)来对ICI1(m)以及ICI2(m)中的上述固定分量彼此进行合成的合成部。

而且，在本实施方式中，按照基于对ICI1(m)以及ICI2(m)的双方为公共的上述固定分量、以及由合成部合成后的上述固定分量来计算要从FFT后的广播信号中去除的ICI的方式，构成了ICI去除部9。由此，根据ICI去除部9，不需要分别单独地进行ICI1(m)以及ICI2(m)的计算。

此外，在本实施方式中，FFT后的广播信号Sig6中的末尾部分中所占的保护加法运算量为整体的50％。故而，ICI去除部9通过对ICI1(m)中的上述固定分量和ICI2(m)中的上述固定分量进行求和平均来合成。然后，ICI去除部9将合成后的固定分量与对ICI1(m)以及ICI2(m)为公共的上述变动分量进行相乘，来计算ICI。

如此，ICI去除部9能在不个别地计算ICI1(m)和ICI2(m)的前提下，由进行上述式(8)的运算处理的较简单且小规模的运算电路来计算要从FFT后的广播信号Sig6中去除的ICI。

接下来，参照图3，说明进行上述式(8)的运算处理来计算要从FFT后的广播信号Sig6中去除的ICI的ICI去除部9的构成。图3是表示实施方式所涉及的ICI去除部9的构成的示意图。

如图3所示，ICI去除部9具备：系数存储部90、乘法运算部91、加法运算部92、放大部93、传输路径缓冲器94、均衡处理部95、临时判定部96、数据缓冲器97、ICI量计算部98以及减法运算部99。

系数存储部90是对不考虑保护加法运算位置win而进行了FFT后的广播信号Sig31以及考虑保护加法运算位置win而进行了FFT后的广播信号Sig32中的ICI的每一个中所含的上述固定分量为公共的系数ζ_k(k＝n-m)进行存储的存储部。

具体而言，系数存储部90对在上述数式(8)中的载波间固定的系数ζ_k(k＝n-m＝-10，-9，…，0，…9，10)进行存储。在此，系数ζ_k中的n是设为ICI的计算对象的有效符号D的载波编号，m是对载波编号n的有效符号D造成ICI的影响的其他的有效符号D的载波编号。

如此，系数存储部90按载波编号n与载波编号m的差分的每一个，来存储系数ζ_k。此外，从减少ICI去除部9中的运算量的观点出发，本实施方式中的系数存储部90考虑从成为ICI的计算对象的载波的左右(前后)10个载波泄漏的ICI，来存储对应于载波编号n与m的差分的20个系数。

乘法运算部91在从保护加法运算部5输入了信号Sig4的情况下，从系数存储部90取得与系数ζ_k对应的信息Sig12来进行给定的乘法运算处理，并将由下面的式(9)表示的乘法运算结果Sig13向加法运算部92输出的。

【数式8】

$\mathrm{sig}13:{\mathrm{\ζ}}_k{e}^{-j2\mathrm{\πk}\frac{\mathrm{win}}{N}}...\left(9\right)$

加法运算部92在从乘法运算部91输入了乘法运算结果Sig13的情况下，从系数存储部90取得与系数ζ_k对应的信息Sig12来进行给定的加法运算处理，并将由下面的式(10)表示的加法运算结果Sig14向放大部93输出。

【数式9】

$\mathrm{sig}14:{\mathrm{\ζ}}_k+{\mathrm{\ζ}}_k{e}^{-j2\mathrm{\πk}\frac{\mathrm{win}}{N}}...\left(10\right)$

放大部93在从加法运算部92输入了加法运算结果Sig14的情况下，将加法运算结果Sig14放大为0.5倍，并将由下面的式(11)表示的放大结果Sig15向ICI量计算部98输出。

【数式10】

$\sin g15:\frac{{\mathrm{\ζ}}_k+{\mathrm{\ζ}}_k{e}^{-j2\mathrm{\πk}\frac{\mathrm{win}}{N}}}{2}...\left(11\right)$

如此，在ICI去除部9中，系数存储部90、乘法运算部91、加法运算部92以及放大部93协作，来作为根据保护加法运算量对在ICI1以及ICI2中的载波间固定的固定分量彼此进行合成的合成部发挥功能。

传输路径缓冲器94在从传输路径计算部8输入了传输路径响应Sig7的情况下，使传输路径响应Sig7延迟给定时间，并将延迟后的传输路径响应Sig16向ICI量计算部98输出。此外，还从传输路径计算部8向ICI量计算部98输入无延迟的传输路径响应Sig7。

在本实施方式中，作为一例，按照向ICI量计算部98输入1个符号未来的传输路径响应Sig7和1个符号过去的传输路径响应Sig16的方式构成了ICI去除部9。由此，ICI量计算部98能计算上述式(7)中的传输路径响应的时间变动Δh_n。

均衡处理部95在从FFT部7输入了FFT后的广播信号Sig6的情况下，对广播信号Sig6进行波形均衡，并将波形均衡后的广播信号Sig17向临时判定部96输出。

该均衡处理部95通过对从FFT部7输入的广播信号Sig6乘上从传输路径计算部8输入的传输路径响应Sig7的逆特性，来还原广播信号Sig6中所含的发送时的SP信号的相位以及振幅，进行波形均衡。

临时判定部96在从均衡处理部95输入了波形均衡后的广播信号Sig17的情况下，通过基于波形均衡前后的SP信号的差分来临时判定广播信号Sig17，从而估计发送时的广播信号Sig17即发送信号a_n。然后，临时判定部96将与估计出的发送信号a_n对应的广播信号Sig18向ICI量计算部98输出。

ICI量计算部98将放大结果Sig15(参照式11)、传输路径响应的时间变动Δh_n、与发送信号a_n对应的广播信号Sig18代入上述式(7)，来计算要从FFT后的广播信号Sig6中去除的ICI并向减法运算部99输出。

数据缓冲器97在从FFT部7输入了FFT后的广播信号Sig6的情况下，使广播信号Sig6延迟给定时间，并将延迟后的广播信号Sig19向减法运算部99输出。

在此，数据缓冲器97向减法运算部99输出广播信号Sig19，广播信号Sig19是使广播信号Sig6延迟了从对乘法运算部91输入表示保护加法运算位置win的信号Sig4起到放大部93输出放大结果Sig15为止所需的时间而得到的。

由此，从数据缓冲器97和ICI量计算部98向减法运算部99分别输入在同时刻所接收到的与同一符号对应的广播信号Sig19和ICI量。

减法运算部99通过从由数据缓冲器97输入的广播信号Sig19中减去由ICI量计算部98输入的ICI来生成去除了ICI后的广播信号Sig8，并将所生成的广播信号Sig8向均衡处理部10输出。

如此，ICI去除部9根据保护加法运算量来对在ICI1以及ICI2中的载波间固定的固定分量彼此进行合成，并基于所合成的固定分量，来计算要从FFT后的广播信号中去除的ICI。

在此，回到图1，继续接收装置1的说明。将由ICI去除部9去除了ICI后的广播信号Sig8向均衡处理部10输入。另外，从传输路径计算部8向均衡处理部10输入传输路径响应Sig7。

均衡处理部10是对从ICI去除部9输入的ICI去除后的广播信号Sig8使用从传输路径计算部8输入的传输路径响应Sig7来进行与图3所示的均衡处理部95同样的均衡处理的处理部。该均衡处理部10将均衡处理后的广播信号Sig9向临时判定似然度计算部11输出。

临时判定似然度计算部11是对从均衡处理部10输入的均衡处理后的广播信号Sig9进行与图3所示的临时判定部96同样的临时判定、且计算临时判定后的广播信号的似然度的处理部。该临时判定似然度计算部11将包含计算出的似然度在内的临时判定后的广播信号Sig10向纠错TS输出部12输出。

纠错TS输出部12是使用从临时判定似然度计算部11输入的临时判定后的广播信号Sig10中所含的似然度、卷积码、里德-所罗门码等来对广播信号Sig10进行公知的纠错处理的处理部。该纠错TS输出部12将纠错后的TS信号Sig11向显示器或扬声器等(省略图示)的输出重放装置输出来重放。

如上所述，本实施方式所涉及的接收装置1具备：接收部3、保护加法运算部5、FFT部7、合成部、以及ICI量计算部98。而且，接收部3对将复制了包含广播内容在内的有效符号D的末尾部分而得到的保护间隔G附加到有效符号D的排头而得到的广播信号进行接收。

保护加法运算部5将由接收部3接收到的广播信号中所含的保护间隔G与广播信号中的末尾部分进行加法运算。FFT部7对相加了保护间隔G后的广播信号Sig3进行FFT。

合成部根据保护间隔G的加法运算量，来对考虑广播信号Sig1中的保护间隔G的附加位置(保护加法运算位置win)而进行了FFT后的广播信号Sig32以及不考虑附加位置(保护加法运算位置win)而进行了FFT后的广播信号Sig31中的ICI的每一个中所含的、在有效符号D的载波间固定的固定分量彼此进行合成。

然后，ICI量计算部98基于由合成部合成后的固定分量来计算要从经FFT后的广播信号Sig6中去除的ICI。

由此，接收装置1能在保护加法运算时防止因使保护间隔G延迟而带来的影响反映到要计算的ICI，因此能高精度地计算要从FFT后的广播信号Sig6中去除的ICI。因此，根据接收装置1，能在兼用保护加法运算技术和去除载波间干扰分量的技术的同时提高载波间干扰分量的计算精度。

另外，接收装置1中的ICI量计算部98对考虑广播信号Sig1中的保护加法运算位置win而进行了FFT后的广播信号Sig32以及不考虑保护加法运算位置win而进行了FFT后的广播信号Sig31中的ICI的双方所公共含有的、按有效符号D的载波的每一个而变动的变动分量进行计算。

然后，ICI量计算部98基于计算出的变动分量和由合成部合成后的固定分量，来计算要从FFT后的广播信号Sig6中去除的ICI。即，接收装置1能在不单独地计算考虑保护加法运算位置win而进行了FFT后的广播信号Sig32中的ICI1、以及不考虑保护加法运算位置win而进行了FFT后的广播信号Sig31中的ICI2的前提下，计算要从FFT后的广播信号Sig6中去除的ICI。

由此，接收装置1能实现ICI量计算部98的电路构成的简化以及电路规模的小型化，因此能LSI化且容易地安装到接收装置1。

另外，接收装置1中的ICI去除部9具备存储对考虑广播信号Sig1中的保护加法运算位置win而进行了FFT后的广播信号Sig32以及不考虑保护加法运算位置win而进行了FFT后的广播信号Sig31中的ICI的每一个中所含的固定分量为公共的系数ζ_k的系数存储部90。

而且，该系数存储部90按有效符号D的载波编号与对有效符号D造成ICI的影响的有效符号D的载波编号的差分(n-m)的每一个来存储系数ζ_k。

由此，在接收装置1中，不需要在每次计算要从FFT后的广播信号Sig6中去除的ICI时计算系数ζ_k，因此能缩短ICI的计算所需的处理时间。

此外，尽管在上述的实施方式中，说明了由保护加法运算部5生成将有效符号D的末尾部分中的保护间隔G的复制源的数据和保护间隔G的数据各含50％的广播信号Sig3的情况，但这只不过是一例。

即，保护加法运算部5可以构成为对有效符号D的末尾部分相加任意的加法运算量的保护间隔G。在设为该构成的情况下，ICI去除部9构成为以与所相加的保护间隔G的加法运算量相应的合成率来合成ICI1以及ICI2中的前述的固定分量。

例如，说明由保护加法运算部5生成有效符号D的末尾部分中的保护间隔G的复制源的数据与保护间隔G的数据的比率为6比4的广播信号Sig3的情况。

在此情况下，ICI去除部9按照生成包含ICI1中的固定分量为60％、包含ICI2中的固定分量为40％的放大结果Sig15的方式来变更合成部的构成。

如此，在变更了对有效符号D的末尾部分相加的保护间隔G的加法运算量的情况下，接收装置1仅变更合成部的构成，就能高精度地计算要从FFT后的广播信号Sig6中去除的ICI。

Claims (4)

1.一种接收装置，具备：

接收部，其对将保护间隔附加到有效符号的排头而得到的广播信号进行接收，该保护间隔是对包含广播内容在内的所述有效符号的末尾部分进行复制而得到的；

保护加法运算部，其将由所述接收部接收到的所述广播信号中所含的所述保护间隔与该广播信号中的所述末尾部分进行加法运算；

快速傅立叶变换部，其对相加了所述保护间隔后的所述广播信号进行快速傅立叶变换；

合成部，其根据所述保护间隔的加法运算量，来对在考虑所述广播信号中的保护间隔的附加位置而进行了快速傅立叶变换后的广播信号以及不考虑所述附加位置而进行了快速傅立叶变换后的广播信号中的载波间干扰分量的每一个中所含的、在所述有效符号的载波间固定的固定分量彼此进行合成；和

载波间干扰分量计算部，其基于由所述合成部合成后的所述固定分量，来计算要从经所述快速傅立叶变换后的所述广播信号中去除的载波间干扰分量。

2.根据权利要求1所述的接收装置，其中，

所述载波间干扰分量计算部对在考虑所述附加位置而进行了快速傅立叶变换后的所述广播信号以及不考虑所述附加位置而进行了快速傅立叶变换后的所述广播信号中的载波间干扰分量的双方中所公共含有的、按每个所述载波而变动的变动分量进行计算，并基于该变动分量和由所述合成部合成后的所述固定分量，来计算所述载波间干扰分量。

3.根据权利要求1或2所述的接收装置，其中，

所述接收装置具备：系数存储部，其按所述有效符号的载波编号与对该有效符号造成载波间干扰的有效符号的载波编号的差分的每一个，来存储对所述固定分量为公共的系数。

4.一种接收方法，包括以下步骤：

对将保护间隔附加到有效符号的排头而得到的广播信号进行接收，该保护间隔是对包含广播内容在内的所述有效符号的末尾部分进行复制而得到的，

将所接收到的所述广播信号中所含的所述保护间隔与该广播信号中的有效符号的对应的末尾部分进行加法运算，

对相加了所述保护间隔后的所述广播信号进行快速傅立叶变换，

根据所述保护间隔的加法运算量，来对在考虑所述广播信号中的保护间隔的附加位置而进行了快速傅立叶变换后的广播信号以及不考虑所述附加位置而进行了快速傅立叶变换后的广播信号中的载波间干扰分量的每一个中所含的、在所述有效符号的载波间固定的固定分量彼此进行合成，

根据按照所述保护间隔的加法运算量而合成后的所述固定分量，来计算要从所述快速傅立叶变换后的所述广播信号中去除的载波间干扰分量。

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