CN102957332B - 三电平功率转换装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及三电平功率转换装置。在现有技术的三电平转换电路的双向开关的缓冲电路中，由于不能适用电压钳位型缓冲器，所以缓冲损失变大，为了构成缓冲器需要多个开关元件等，由此存在装置大型化、转换效率降低的问题。本发明的三电平功率转换装置的双向开关由第一半导体开关串联电路和第二半导体开关串联电路的并联电路构成，第一半导体开关串联电路串联连接有反向并联连接有二极管的第一及第二半导体开关，第二半导体开关串联电路串联连接有反向并联连接有二极管的第三及第四半导体开关，将半导体开关元件的两端电压钳位在直流电源电压的电压钳位型缓冲器与上述第一及第二半导体开关或上述第三及第四半导体开关并联连接。

Description

三电平功率转换装置

技术领域

本发明涉及三电平的直流－交流转换装置或交流－直流转换装置的电路构成方法，和半导体开关元件的浪涌电压抑制技术。

背景技术

图11表示专利文献1所示的现有技术的电路构成。图11表示单相或多相逆变器（inverter）的一相的量。在此，所谓逆变器是将直流电力转换为交流电力的电路，但是如公知那样，也可能是将交流电力转换成直流电力的动作。以下说明适用于两方面的动作、功能。

直流电源1和2的串联电路、电容器3和4的串联电路、以及二极管反向并联连接的半导体开关（在此为IGBT：Integrated Gate BipolarTransistor）5和6的串联电路并联连接。直流电源1和2的串联连接点与电容器3和4的串联连接点连接，在上述串联连接点与半导体开关5和6的串联连接点之间连接双向开关，上述双向开关反向串联连接分别反向并联连接有二极管的半导体开关7和8。而且，由二极管202、电容器201和电阻203构成的电压钳位型缓冲器连接于半导体开关8。在这样的构成中，直流电源1和2的电压E1和E2一般作为相同值。双向开关能控制顺向/逆向两方向的电流的导通/断开。

在图11中，交流输出端U点的电位与半导体开关5导通时直流电源的正极P点的电位相等，与半导体开关6导通时N点的电位相等，还与半导体开关7和8导通时M点的电位相等。即，本电路是能根据各半导体开关的导通状态将三种电压电平输出到U点的三电平转换电路。该电路的特征在于，构成双向开关的半导体开关7、8的耐压为半导体开关5、6的耐压的二分之一就行。即，当半导体开关6导通时，直流电源PN间的电压E1＋E2施加在半导体开关5上，当半导体开关5导通时，同样地直流电源PN间的电压E1＋E2施加在半导体开关6上，与此相对，当半导体开关5导通时，仅直流电源1的电压E1施加在半导体开关7上，当半导体开关6导通时，仅直流电源2的电压E2施加在半导体开关8上，不存在施加直流电源电压E1＋E2的模式。

符号100～105是存在于配线上的寄生电感（以下，称为“配线电感”）。如公知那样，各半导体开关截断电流时，与电流变化率成比例的电压（以下，称为“浪涌电压”）出现在配线电感上，该电压在多数的情况下以加在直流电压（E1、E2或E1＋E2）上的方式施加在半导体开关。由于该电压成为半导体开关的过压破坏的原因，所以有必要对其进行抑制。为此，使用缓冲电路。

图11的缓冲电路例为电压钳位型缓冲器，其与半导体开关8并联连接电容器201和二极管202的串联电路，在该串联连接点和直流电源的负极N之间连接有电阻203。电容器201通过电阻203连接到直流电源2的两端，因此对电容器201稳定地以直流电源2的电压E2充电。例如，半导体开关8截断以M点→配线电感104→半导体开关8→半导体开关7的二极管→配线电感105→U点的路径流动的电流的情况下，电流继续以M点→配线电感104→电容器201→二极管202→半导体开关7的二极管→配线电感105→U点的路径流动，配线电感104和105的电流变化率与没有缓冲电路的情况相比减少。

这时，半导体开关8的两端电压大体上与电容器201的电压Vs1相等。通过该动作，电容器201得到充电，电压Vs1比直流电源2的电压E2高。这时，从U点流出的电流因负载的电感或交流电抗器（reactor）（都未图示）在开关前后保持一定。因此，相对在上述路径的电流减少，半导体开关6的二极管导通，以半导体开关6→配线电感103→U点的路径供给与减少部分相当的电流，因此U点电位大致与N点（负极）电位相等。在该状态下，电容器201的电压Vs1和直流电源2的电压E2的电压差作为对抗电压施加在配线电感104、105，因此上述路径的电流减少，不久成为0A，另一方面，通过半导体开关6流动的电流与来自U点的输出电流相等，换流结束。

此后，以电容器201→配线电感104→直流电源2→电阻203→电容器201的路径平缓放电，电容器201的电压Vs1再次成为直流电源2的电压E2。该缓冲器作为电压钳位型RCD缓冲器为人们所公知。图示省略，半导体开关5和6也能适用同样的缓冲器。

另一方面，对于半导体开关7，适用电压钳位型RCD缓冲器很困难，对于浪涌电压的保护很困难。其理由参照图12进行说明。图12是将电压钳位型RCD缓冲器安装在半导体开关7的情况。在半导体开关5和7交替导通的动作中，图中A点（半导体开关7和8的连接点）与M点电位相等，能实行与图11相同的动作。

另一方面，在半导体开关6导通的动作中，半导体开关7逆向导通，A点成为N点电位，因此经由电阻206进行电容器204的充电，电容器204的电压Vs2上升到E1＋E2。再次导通半导体开关7、8时，U点电位回到M点电位，经由电阻206，电容器204放电，因此电容器204的电压Vs2降低到直流电源1的电压E1。即，电容器204的电压Vs2上升过度，不能将半导体开关7的电压限制在直流电源1的电压E1附近，通过反复电容器204的充电放电，产生很大损失。

作为缓冲电路，以大的充电放电动作为前提的、例如RC缓冲器等为人们所公知，也可以适用于这样发生电位变化的部分，但是，一般抑制浪涌电压的性能劣于电压钳位型缓冲器，且充电放电引起的损失增大。因此，需要半导体开关耐压高，如上所述，构成双向开关的半导体开关的耐压为连接在直流电源的PN间的半导体开关的耐压的二分之一就行的优点受到损害。

作为解决此问题的一种手段，有图13所示的电路。其是将缓冲器适用于专利文献2所示三电平转换电路的双向开关部的专利文献3所示的电路。在图13中，双向开关部由分别反向并联连接有二极管的半导体开关9～12和电容器13构成。将半导体开关9和10的串联电路，以及半导体开关11和12的串联电路并联连接，构成双向开关，将电容器13与上述串联电路并联连接，构成电路。

导通双向开关部的情况下，在半导体开关9和11、或10和12的栅极施加导通信号。半导体开关9和10、11和12不同时导通。如后所述，这是为了避免电容器13的不必要的放电。

接着，说明该电路的动作。首先，成为电容器13因上次的开关动作，而被充电为与直流电源2的电压E2相等的电压的状态。电流例如以直流电源的M点→配线电感104→半导体开关12→半导体开关10的二极管→配线电感105→U点的路径流动，通过半导体开关12的断开对电流进行截断时，电流继续以M点→配线电感104→半导体开关11的二极管→电容器13→半导体开关10的二极管→配线电感105→U点的路径流动，电容器13得到充电，电压上升，同时电流变化率得到抑制。这时，与图11说明相同，半导体开关6的二极管导通，U点电位大致与N点电位相等。电容器13的电压和直流电源2的电压E2的电压差作为对抗电压施加到配线电感104及105，因此上述电流减少，不久成为0A。

接着，导通半导体开关10和11的栅极时，以电容器13→半导体开关11→配线电感104→M点→直流电源2→直流电源的负极N→配线电感101→半导体开关6的二极管→配线电感103→U点→配线电感105→半导体开关10→电容器13的路径进行放电，电容器13的电压降低到直流电源2的电压E2。注意放电结束的定时（timing，时刻），断开半导体开关10和11。在图12的电路中，放电路径常时（总是）与直流电源部连接，与此相对，在图13电路中，能够根据半导体开关9～12的导通/断开状态，管理连接放电路径的定时（timing，时间），因此能够避免图12电路那样的不良状态。

再有，在该电路中，成为半导体开关9和10、11和12串联连接的构成。该构成在功率转换电路中是最一般的形式，将串联开关装入一个封装件（package）的模块等也在市场上广泛销售。能够利用这样的模块也可以作为优点举出。图11的电路的情况下，由于反向串联连接构成不是一般形式，所以需要在外部连接两个装入一元件的模块，或需要准备专用模块。

但是，图13的电路存在以下缺点。电容器13的电压大体上保持与直流电源1的电压E1或直流电源2的电压E2相等，半导体开关9和10或11和12同时导通时，电容器13放电到0V产生很大损失，因此这种动作不合适。因此，双向开关部的导通通过导通半导体开关9和11或导通10和12其中一方来进行，不实行全部导通半导体开关9～12的动作。也就是，该电路尽管以二电路并联设有双向开关，但一次只使用某一方。因此，不能将二并联使用作为前提，来将各半导体开关的电流容量减少到二分之一，因此半导体开关的总容量变大，引起装置尺寸大型化，价格上升。

现有技术文献

专利文献

【专利文献1】日本特开2010-288415号公报

【专利文献2】日本特公昭63-38952号公报

【专利文献3】日本特开2000-358359号公报

发明内容

发明要解决的课题

如上所述，在现有技术的电路构成中，因不能适用电压钳位型缓冲电路，缓冲损失变大，为了构成缓冲电路，需要多个开关元件等，因此存在装置大型化、转换效率低的问题。因此，本发明的课题在于，提供能适用电路构成简单、损失小的缓冲电路的三电平功率转换装置。

用于解决课题的方法

为了解决上述课题，在本发明第一发明中，涉及一种三电平功率转换装置，直流电源串联电路串联连接有第一直流电源和第二直流电源，半导体开关串联电路串联连接有分别反向并联有二极管的半导体开关，所述直流电源串联电路和所述半导体开关串联电路并联连接，在上述直流电源串联电路的串联连接点和上述半导体开关串联电路的串联连接点之间，连接有可控制双向电流导通/断开的双向开关，上述双向开关由第一半导体开关串联电路和第二半导体开关串联电路的并联电路构成，所述第一半导体开关串联电路串联连接有分别反向并联连接二极管的第一及第二半导体开关，所述第二半导体开关串联电路串联连接有分别反向并联连接二极管的第三及第四半导体开关，与上述第一及第二半导体开关或上述第三及第四半导体开关并联连接电压钳位型缓冲器，上述电压钳位型缓冲器将半导体开关的两端电压钳位在上述第一或第二的直流电源电压。

在本发明第二发明是在上述第一发明的三电平功率转换装置中，上述双向开关截断电流时，相对于向没有并联连接电流流动的上述电压钳位型缓冲器的半导体开关的控制端子供给的断开信号，向并联连接有电流流动的上述电压钳位型缓冲器的半导体开关的控制端子供给的断开信号被延迟供给。

在本发明第三发明是在上述第一或第二发明的三电平功率转换装置中，将内置有上述第一半导体开关串联电路的模块和内置有上述第二半导体开关串联电路的模块分别并联连接多个时，将内置有上述第一半导体开关串联电路的模块和内置有上述第二半导体开关串联电路的模块交替并联配置。

在本发明第四发明是在上述第一至第三发明中任一个所述的三电平功率转换装置中，上述串联连接的部分的半导体开关或构成其的半导体元件的一部分或全部，按各串联连接部分收纳在同一模块内。

在本发明第五发明是在上述第一至第四发明中任一个所述的三电平功率转换装置中，采用以下二极管：与并联连接上述电压钳位型缓冲器的半导体开关反向并联连接的二极管的正向下降电压，比与没有并联连接上述电压钳位型缓冲器的半导体开关反向并联连接的二极管的正向下降电压高。

本发明第六发明是在上述第一至第五发明中任一个所述的三电平功率转换装置中，采用以下特性的二极管：与并联连接上述电压钳位型缓冲器的半导体开关反向并联连接的二极管的反向恢复电流，比与没有并联连接上述电压钳位型缓冲器的半导体开关反向并联连接的二极管的反向恢复电流小。

在本发明第七发明中，涉及一种三电平功率转换装置，直流电源串联电路串联连接有第一直流电源和第二直流电源，第一半导体开关串联电路按照第一～第四半导体开关顺序串联连接分别反向并联连接有二极管的第一～第四半导体开关，所述直流电源串联电路和所述第一半导体开关串联电路并联连接，将上述第二半导体开关和上述第三半导体开关的串联连接点作为交流端子，第二半导体开关串联电路串联连接有分别反向并联连接有二极管的第五及第六半导体开关，将所述第二半导体开关串联电路并联连接在上述第二半导体开关和上述第三半导体开关的串联电路，上述第二半导体开关串联电路的串联连接点和上述直流电源串联电路的串联连接点连接，在上述第五半导体开关和第六半导体开关，设有将施加在这些上述半导体开关的电压钳位为第一直流电源电压或第二直流电源电压的所谓电压钳位型缓冲器，且不设置与上述第二半导体开关和上述第三半导体开关直接连接的缓冲器、或设置与上述电压钳位型缓冲器相比容量充分小的缓冲器，当在上述交流端子输出正的电压时导通上述第一和第二半导体开关，当输出负的电压时导通上述第三和第四半导体开关，当输出零电压时分别导通上述第二、第三、第五和第六半导体开关，当从零电压输出移到正电压输出时，进行首先对上述第三半导体开关施加断开信号、接着对上述第五和第六半导体开关施加断开信号、此后对上述第一半导体开关施加导通信号的动作，当从零电压输出移到负电压输出时，进行首先对上述第二半导体开关施加断开信号、接着对上述第五和第六半导体开关施加断开信号、此后对第四半导体开关施加导通信号的动作。

本发明第八发明是在上述第七发明的三电平功率转换装置中，上述第一及第四半导体开关由一支路内置模块构成，上述第二及第三半导体开关由二支路内置模块构成，上述第五及第六半导体开关由二支路内置模块构成，当并联连接上述各模块时，接近配置内置有上述第二及第三半导体开关的二支路内置的模块和内置有上述第五及第六半导体开关的二支路内置的模块。

本发明第九发明是在上述第七发明的三电平功率转换装置中，上述第一及第二半导体开关，上述第三及第四半导体开关，上述第五及第六半导体开关分别用二支路内置模块构成，当并联连接上述各模块时，将内置有上述第五及第六半导体开关的模块配置在内置有上述第一及第二半导体开关的模块和内置有上述第三及第四半导体开关的模块之间。

本发明第十发明是在上述第七至第九发明任一个所述的三电平功率转换装置中，在上述第二、第三、第五、第六半导体开关分别设有并联二极管，上述第二及第三半导体开关的并联二极管的正向下降电压，比上述第五及第六半导体开关的并联二极管的正向下降电压高。

本发明第十一发明是在上述第七至第十发明任一个所述的三电平功率转换装置中，采用以下特性的二极管：上述第二及第三半导体开关的并联二极管的反向恢复电流，比上述第五及第六半导体开关的并联二极管的反向恢复电流小。

下面说明本发明的效果：

在本发明中，使用双向开关的三电平功率转换装置的双向开关由第一半导体开关串联电路和第二半导体开关串联电路的并联电路构成，所述第一半导体开关串联电路串联连接有分别反向并联连接有二极管的第一及第二半导体开关，所述第二半导体开关串联电路串联连接有分别反向并联连接有二极管的第三及第四半导体开关，与上述第一及第二半导体开关或上述第三及第四半导体开关并联连接电压钳位型缓冲器，上述电压钳位型缓冲器将半导体开关元件的两端电压钳位在上述第一或第二直流电源电压。另外，当并联连接上述半导体开关串联电路时，交替配置设有电压钳位型缓冲器的串联电路和不设置缓冲器的串联电路。

另外，在中性点钳位型的三电平功率转换装置中，将半导体开关与中性点钳位用二极管反向并联连接，在各开关设置电压钳位型缓冲器，由此在与其并联连接的半导体开关不需要缓冲器或能使其极小化。

其结果是，能适用电压钳位型缓冲器，减少缓冲电路损失，使得双向开关电路简单化，能以低损失实现小型的三电平功率转换装置。

附图说明

图1是表示本发明第一实施例的电路图。

图2是表示本发明第二实施例的电路图。

图3是表示本发明第三实施例的配线结构图。

图4是用于说明本发明第四实施例的现有技术的电路图。

图5是表示本发明第四实施例的电路图。

图6是用于说明本发明第五实施例的电路图。

图7是用于说明本发明第五实施例的结构图。

图8是用于说明本发明第六实施例的电路图。

图9是用于说明本发明第六实施例的结构图。

图10表示半导体模块的例子。

图11是表示现有技术的第一实施例的电路图。

图12是用于说明现有技术的第二实施例的课题的电路图。

图13是表示现有技术的第三实施例的电路图。

图中符号意义如下：

1、2－直流电源

20、21、202、205、207、208－二极管

3、4、13、201、204、209、210－电容器

5～12－半导体开关（IGBT）

13～18－MOSFET（Metal-Oxide-Semiconductor Field-EffectTransistor,MOSFET：金属氧化物半导体场效应晶体管）

203、206、211、212－电阻

207a～207d－缓冲模块

15a～15d、17a～17d、MD3、MD4－半导体模块（一模块中二支路）

MD1、MD2－半导体模块（一模块中一支路）

300～303、UB1、UB2、UPB1、UPB2、UNB1、UNB2－配线杆（bar）

具体实施方式

下面，参照附图说明本发明实施例，在以下实施例中，虽然对构成要素，种类，组合，位置，形状，数量，相对配置等作了各种限定，但是，这些仅仅是例举，本发明并不局限于此。

本发明要点如下：

第一要点如下：涉及三电平功率转换装置，直流电源串联电路和半导体开关串联电路并联连接，所述直流电源串联电路串联连接有直流电源，所述半导体开关串联电路串联连接有半导体开关，将双向开关连接在上述直流电源串联电路的串联连接点和上述半导体开关串联电路的串联连接点之间，上述双向开关由第一半导体开关串联电路和第二半导体开关串联电路的并联电路构成，所述第一半导体开关串联电路串联连接有分别反向并联连接有二极管的第一及第二半导体开关，所述第二半导体开关串联电路串联连接有分别反向并联连接有二极管的第三及第四半导体开关。与上述第一及第二半导体开关或第三及第四半导体开关并联连接将半导体开关的两端电压钳位（clamp）到上述第一或第二的直流电源电压的电压钳位型缓冲器。

第二要点如下：直流电源串联电路和第一半导体开关串联电路并联连接，所述直流电源串联电路串联连接有第一直流电源和第二直流电源，所述第一半导体开关串联电路按照第一～第四半导体开关顺序串联连接有分别反向并联连接有二极管的第一～第四半导体开关，将上述第二半导体开关和上述第三半导体开关的串联连接点作为交流端子，第二半导体开关串联电路串联连接有分别反向并联连接有二极管的第五及第六半导体开关，将该第二半导体开关串联电路并联连接在上述第二半导体开关和上述第三半导体开关的串联电路，连接上述第二半导体开关串联电路的串联连接点和上述直流电源串联电路的串联连接点。在上述第五半导体开关及第六半导体开关，设有所谓电压钳位型缓冲器，将施加在上述半导体开关的电压钳位到第一直流电源的电压或第二直流电源的电压，且不设与上述第二半导体开关和上述第三半导体开关直接连接的缓冲器、或设置与上述电压钳位型缓冲器相比容量充分小的缓冲器。当在上述交流端子输出正的电压时导通上述第一及第二半导体开关，当输出负的电压时导通上述第三及第四半导体开关。当输出零电压时分别导通上述第二、第三、第五及第六半导体开关，当从零电压输出移到正电压输出时，首先对上述第三半导体开关施加断开信号，接着对上述第五及第六半导体开关施加断开信号，此后对上述第一半导体开关施加导通信号。当从零电压输出移到负电压输出时，首先对上述第二半导体开关施加断开信号，接着对上述第五及第六半导体开关施加断开信号，此后对第四半导体开关施加导通信号。

【实施例1】

图1表示本发明第一实施例。整体电路的构成是在图6所示现有技术的电路中，去除电容器13，将电压钳位型缓冲器连接到半导体开关11和12。在此，作为半导体开关，是使用IGBT的实施例。在图1中，二极管207和电容器209的串联电路并联连接到半导体开关11，在二极管207和电容器209的串联连接点与直流电源1的正极（P点）之间连接电阻211。而且，二极管208和电容器210的串联电路并联连接到半导体开关12，在二极管208和电容器210的串联连接点与直流电源2的负极（N点）之间连接电阻212。另外，符号106、107是双向开关部内部的配线电感。

在本电路中，导通双向开关部时，同时导通半导体开关9～12。例如，在从M点到U点的电流路径中，存在从M点→配线电感104→半导体开关11的二极管→配线电感106→半导体开关9→配线电感105→U点的路径，以及从M点→配线电感104→半导体开关12→配线电感107→半导体开关10的二极管→配线电感105→U点的路径，电流各流动二分之一。断开半导体开关12时的对于浪涌电压的保护动作与背景技术的说明相同。

另一方面，断开半导体开关9时，配线电感106的电流急剧减少，减少的量的电流在配线电感104→电容器210→二极管208→配线电感107→半导体开关10的二极管的路径中增加，因此配线电感107的电流急剧增加，与该电流变化率成比例的电压施加在半导体开关9上。但是，即使对于该电流成分，也能抑制配线电感104、105的变化率，因此抑制由此引起的浪涌电压。因此，若配线电感106、107的电感值充分小，则施加在半导体开关9的浪涌电压、即（电容器210的电压＋配线电感106的电压＋配线电感107的电压）能抑制在允许范围内。

换言之，这时等价于半导体开关12的缓冲器通过配线电感106、半导体开关11、10、配线电感107并联连接在半导体开关9，虽然有配线电感106、107引起的浪涌电压的增加部分，但是半导体开关9的浪涌电压也因半导体开关12的缓冲器得到抑制。而且，半导体开关9的截断电流为负载电流的二分之一，因此对抑制浪涌电压有利。

尽管这样，在半导体开关9的浪涌电压超过允许值的情况下，能够通过下述方法回避。当断开双向开关部时，首先使半导体开关9比其它半导体开关先断开。其结果是，虽然在配线电感106、107产生电压，但是由于半导体开关12导通，所以浪涌电压为（配线电感106的电压＋107的电压），比上述大幅度降低。接着，断开半导体开关12。直到断开半导体开关12的期间，在半导体开关12→半导体开关10的二极管的路径中流动全电流，但是由于时间短，所以发热小至不成为问题的程度。另外，半导体开关12截断全电流，但在接近处有缓冲器，因此浪涌电压也能抑制。

【实施例2】

图2表示本发明第二实施例。图2是在半导体开关使用MOSFET的例子。主电路构成以及缓冲器构成与图1相同。与图1相同，当导通双向开关部分时，同时导通MOSFET15～18。在MOSFET导通状态下，具有电压降与电流成比例的电阻特性。还具有施加栅极电压时逆向也导通的特性。因此，在导通电阻小的MOSFET、例如超结合（SuperJunction）MOSFET或由SiC（碳化硅）形成的MOSFET中，与并联二极管（寄生二极管或外置二极管）的正向电压降相比，由MOSFET本体的电压降决定逆向电压降。在图1的电路中，双向开关部尽管实行两并列动作，但是不管在哪个路径，作为电压降，产生IGBT的饱和电压一个的量＋二极管的正向电压降一个的量。IGBT的饱和电压、二极管的正向电压降具有不依赖于电流的恒压成份，因此在两并列动作中，尽管总电压降减少，但不会成为二分之一。

另一方面，在图2电路中，两个MOSFET的串联电路成为二并联连接，因此由于上述的电阻特性，总电压降为MOSFET一个的量、即成为双向开关内导通MOSFET15和17或16和18之中一方的情况下的二分之一，导通损失也成为二分之一。反之，考虑上述情况，能够选定MOSFET15～18的导通电阻为二倍、即通电部分的芯片面积为二分之一的一方。因此，相对图11的双向开关构成，看起来元件数加倍，但是总的半导体量没有变化。

【实施例3】

图3表示本发明第三实施例。图3表示图1或图2的配线电感106、107的减少方法。图3（a）是在此使用的半导体模块的构成，成为将二串联MOSFET（IGBT或其它半导体芯片也可以）的结构收纳在一封装件的构成。图3（b）是其配置及配线方法，15a～15d是图2的MOSFET15、16部分的模块，17a～17d是图2的MOSFET17、18部分的半导体模块，在此分别并联连接四个。

而且，207a～207d是将二极管207及电容器209和二极管208及电容器210收纳在一个模块的缓冲模块，300～303是配线杆（bar）。300是并联连接八个模块的P端子的配线杆，301是并联连接八个模块的N端子的配线杆，302是并联连接四个没有连接缓冲器的模块的U端子的配线杆，303是并联连接四个连接有缓冲器207a～207d的模块的AC端子的配线杆。配线杆303与直流电源的M点连接，配线杆302与转换电路的交流端U点连接。关于模块的配线杆上下重叠的部分（配线杆300和301，配线杆302和303），通过将未图示的绝缘材料夹于其间，避免短路。

通过交替配置MOSFET15、16侧的模块和MOSFET17、18侧的模块，使从MOSFET15、16侧模块到缓冲器的距离分别为最短，通过使配线电感最小化，抑制浪涌电压。再者，通过使配线杆彼此具有重叠部分，使得当电流流动时各自产生的磁通量互相抵消，与配线杆单独存在的情况相比，能大幅度减小其电感。这是人们公知的方法。

但是，产生浪涌电压除了在半导体开关断开时以外，在二极管反向恢复时也有。例如，考虑在图2电路中电流从U点流出的情况。当导通MOSFET13时，电流以MOSFET13→配线电感102→U点的路径流向外部。当MOSFET13断开时，通过预先导通MOSFET15和18，电流以M点→配线电感104→MOSFET17→配线电感106→MOSFET15→配线电感105→U点的路径，以及M点→配线电感104→MOSFET18→配线电感107→MOSFET16→配线电感105→U点的路径流动。这时，如上所述，对MOSFET15～18的全部栅极给予导通信号，电流全部在MOSFET本体流动。接着，再次导通MOSFET13的情况下，预先对MOSFET16和17的栅极给予断开信号（设置所谓死区时间（deadtime））。这是由于当MOSFET16、17在正向可导通的状态下导通MOSFET13时，在MOSFET13、15、17以及13、16、18中使得直流电源1短路的缘故。因此，在该时间，MOSFET16、17的电流在并联二极管侧流动。

通过导通MOSFET13，对MOSFET16、17的并联二极管部分施加逆电压，截断电流。一般，当二极管流动正向电流时若施加逆电压，则短时间电流（反向恢复电流）朝逆向流动后截断，产生所谓反向恢复现象。在上述的情况下，电流以MOSFET13→配线电感102→配线电感105→MOSFET16（二极管逆导通）→配线电感107→MOSFET18→配线电感104→M点的路径，以及MOSFET13→配线电感102→配线电感105→MOSFET15→配线电感106→MOSFET17（二极管逆导通）→配线电感104→M点的路径流动，MOSFET16的二极管和MOSFET17的二极管截断该电流。

此时，当断开（turn-off）半导体开关时，同样在配线电感产生浪涌电压。对于MOSFET17的浪涌电压用接近的缓冲器抑制，但是MOSFET16的浪涌电压比其大。二极管的截断在栅极不能控制时间，因此如上所述不能预先截断MOSFET16。关于MOSFET15也同样。于是，用以下方法减少浪涌电压。

第一种方法是通过使MOSFET15及16的并联二极管的正向电压降比MOSFET17及18的并联二极管的正向电压降大，在死区时间中使电流集中在MOSFET17或18侧。当正向电流变小或成为0A时，反向恢复电流也变小或消失，因此能够避免因上述截断引起的浪涌电压。

第二种方法是与MOSFET17及18的并联二极管相比，在MOSFET15及16的并联二极管中使用反向恢复电流小的一方。

实际上，反向恢复电流小的二极管具有正向电压降大的倾向，因此大多并用第一种方法和第二种方法。

【实施例4】

图5表示本发明第四实施例。作为三电平逆变器电路，图4所示的称为中性点钳型的电路为人们所公知。直流电源1及2的串联电路和半导体开关（IGBT）5、9、10、6的串联电路并联连接，而且，在半导体开关5和9的连接点以及10和6的连接点这两个连接点与直流电源1和2的连接点之间，分别连接二极管20或21。电容器3和4也称为分压电容器。

在图5中，在导通半导体开关5和9时在U点输出P点电位，在导通半导体开关9和10时在U点输出M点电位，在导通半导体开关6和10时在U点输出N点电位。在此，半导体开关9和10的两端都与电位变化点连接，因此难以适用钳位在作为直流电源的电容器3或4的电压的缓冲器。以往，使用例如日本特开2003-52178号公报中表示的那样的充电/放电型的RC缓冲器等。

图5表示相对该电路构成的本发明的适用例。设有半导体开关11、12，代替图4的二极管20、21，由二极管207、电容器209以及电阻211构成的电压钳位型缓冲器与半导体开关11连接，由二极管208、电容器210以及电阻212构成的电压钳位型缓冲器与半导体开关12连接。

以下说明动作。当使U点电位与M点电位相等时，半导体开关9、10、11、12全部导通。在电流从U点流向M点的模式中，电流分流为通过U点→半导体开关9的二极管→半导体开关11→M点的路径，以及通过U点→半导体开关10→半导体开关12的二极管→M点的路径。

从该状态移到例如半导体开关5和9导通的状态，在U点输出P电位（E1）的情况下，首先截断半导体开关10。这时，半导体开关11为导通状态，因此半导体开关10能以施加电压0V进行截断。作为其结果，按半导体开关10→半导体开关12的二极管的路径流动的电流换流到半导体开关9的二极管→半导体开关11的路径。接着，断开半导体开关11、12。这时，成为P-M间电压施加在半导体开关11，且截断半导体开关10的二倍电流，但是由于在接近处设有由二极管207、电容器209以及电阻211构成的电压钳位型缓冲器，因此保护避免受浪涌电压损伤。

另外，说明导通半导体开关9～12，从U点为零电位的状态移到半导体开关10、6导通状态，在U点输出N电位（－E2）情况下的例子。在电流从M点向U点流动的模式中，电流分流为通过M点→半导体开关11的二极管→半导体开关9→U点的路径，以及通过M点→半导体开关12→半导体开关10的二极管→U点的路径。在该状态下，首先断开半导体开关9。这时，由于半导体开关12为导通状态，因此半导体开关9能以施加电压0V进行断开。作为其结果，按半导体开关11的二极管→半导体开关9的路径流动的电流换流到半导体开关12→半导体开关10的二极管的路径。接着，断开半导体开关11、12。这时，成为M-N间电压施加在半导体开关12，且截断半导体开关9的二倍电流，但是由于在接近处设有由二极管208、电容器210以及电阻212构成的电压钳位型缓冲器，因此能够保护避免受浪涌电压损伤。关于上述以外其他的模式也同样，半导体开关由电压钳位型缓冲器保护避免受浪涌电压损伤。

与图2相同，半导体开关能够使用MOSFET。另外，对于半导体开关9～12的并联二极管的反向恢复动作，与上述相同，通过在半导体开关9和10、11和12之间，使二极管的正向下降电压具有差，或使反向恢复电流具有差，能够发挥相同的效果。

【实施例5】

图6和图7表示本发明第五实施例。使用二种半导体模块：图10（a）所示的内置有一支路（arm）的半导体模块（在一模块中一支路）；和图10（b）所示的内置有二支路的半导体模块（在一模块中二支路）。提出用于实现三电平功率转换装置的半导体开关的配置和配线结构。在图6的电路图中，半导体开关5和6分别由内置有一支路的半导体模块MD1、MD2构成。而且，半导体开关9和10由内置有二支路的半导体模块MD3构成，半导体开关11和12由内置有二支路的半导体模块MD4构成。

图7表示并联连接三个各半导体模块时的配置和配线结构例。在此，MD1a～MD1c和MD2a～MD2c是内置有一支路的半导体模块，MD3a～MD3c和MD4a～MD4c是内置有二支路的半导体模块，207a～207c是电压钳位型缓冲器。而且，UB1是交流端子配线杆，UPB1、UNB1是中性点钳位二极管电路的配线杆，MB1是零极的配线杆。关于模块的配线杆上下重叠的部分（配线杆UB1和MB1，配线杆UPB1和UNB1），通过将未图示的绝缘材料夹于其间，避免短路。为了减小模块MD3a和MD4a之间的配线电感，有效地抑制浪涌电压，连接有缓冲器207a的MD4a和模块MD3a接近配置。模块MD3b、MD4b以及缓冲器207b的构成，和模块MD3c、MD4c以及缓冲器207c的构成也相同。

【实施例6】

图8和图9表示本发明第六实施例。使用图10（b）所示的内置有二支路的半导体模块（在一模块中二支路），提出用于实现三电平功率转换装置的半导体开关的配置以及配线结构。在图8中，MD5～MD7是内置有二支路份的半导体开关的半导体模块（在一模块中二支路）。图9表示并联连接三个各半导体模块时的模块配置和配线结构。MD5a～MD5c、MD6a～MD6c、MD7a～MD7c是图10（b）所示的内置有二支路的半导体模块（在一模块中二支路），207a～207c是电压钳位型缓冲器。而且，UB2是交流端子配线杆，UPB2、UNB2是中性点钳位二极管电路的配线杆，MB2是零极的配线杆，连接并联连接的各半导体模块。为了减小配线电感，有效地抑制浪涌电压，连接有缓冲器207a的半导体模块MD7a配置在半导体模块MD6a和MD5a之间。模块MD7b、MD6b以及MD5b的构成，和模块MD7c、MD6c以及MD5c的构成也相同。

在上述实施例中，表示逆变电路（逆转换电路）或换流器电路（PWM整流电路）的一相份的例，但是若对上述电路使用二电路，能构成双相装置，若使用三电路，能构成三相装置。

下面说明本发明在工业上的可利用性：

本发明是在直流电压高的情况下或要求高电压作为交流电压的情况下使用的三电平功率转换装置，能适用于不间断电源装置，电机驱动用转换装置等。

上面参照附图说明了本发明的实施形态，但本发明并不局限于上述实施形态。在本发明技术思想范围内可以作种种变更，它们都属于本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种三电平功率转换装置，直流电源串联电路串联连接有第一直流电源和第二直流电源，半导体开关串联电路串联连接有分别反向并联二极管的半导体开关，所述直流电源串联电路和所述半导体开关串联电路并联连接，将所述半导体开关串联电路的串联连接点作为交流端子，在所述直流电源串联电路的串联连接点和所述半导体开关串联电路的串联连接点之间，连接有可控制双向电流导通/断开的双向开关，所述三电平功率转换装置的特征在于：

所述双向开关由第一半导体开关串联电路和第二半导体开关串联电路的并联电路构成，所述第一半导体开关串联电路串联连接有分别反向并联连接二极管的第一和第二半导体开关，所述第二半导体开关串联电路串联连接有分别反向并联连接二极管的第三和第四半导体开关，与所述第一和第二半导体开关或所述第三和第四半导体开关并联连接电压钳位型缓冲器，所述电压钳位型缓冲器将半导体开关的两端电压钳位在所述第一或第二的直流电源电压，

所述双向开关截断电流时，相对于向没有并联连接电流流动的所述电压钳位型缓冲器的半导体开关的控制端子供给的断开信号，向并联连接电流流动的所述电压钳位型缓冲器的半导体开关的控制端子供给的断开信号被延迟供给。

2.根据权利要求1所述的三电平功率转换装置，其特征在于：

将内置有所述第一半导体开关串联电路的模块和内置有所述第二半导体开关串联电路的模块分别并联连接多个时，将内置有所述第一半导体开关串联电路的模块和内置有所述第二半导体开关串联电路的模块交替并联配置。

3.根据权利要求1或2所述的三电平功率转换装置，其特征在于：

所述串联连接的部分的半导体开关或构成其的半导体元件的一部分或全部，按各串联连接部分收纳在同一模块内。

4.根据权利要求1或2所述的三电平功率转换装置，其特征在于：

采用以下二极管：与并联连接所述电压钳位型缓冲器的半导体开关反向并联连接的二极管的正向下降电压，比与没有并联连接所述电压钳位型缓冲器的半导体开关反向并联连接的二极管的正向下降电压高。

5.根据权利要求1或2所述的三电平功率转换装置，其特征在于：

采用以下特性的二极管：与并联连接所述电压钳位型缓冲器的半导体开关反向并联连接的二极管的反向恢复电流，比与没有并联连接所述电压钳位型缓冲器的半导体开关反向并联连接的二极管的反向恢复电流小。

6.一种三电平功率转换装置，其构成为：直流电源串联电路串联连接有第一直流电源和第二直流电源，第一半导体开关串联电路按照第一～第四半导体开关顺序串联连接有分别反向并联连接有二极管的第一～第四半导体开关，所述直流电源串联电路和所述第一半导体开关串联电路并联连接，将所述第二半导体开关和所述第三半导体开关的串联连接点作为交流端子，第二半导体开关串联电路串联连接有分别反向并联连接有二极管的第五和第六半导体开关，所述第二半导体开关串联电路并联连接在所述第二半导体开关和所述第三半导体开关的串联电路，所述第二半导体开关串联电路的串联连接点和所述直流电源串联电路的串联连接点连接，

所述三电平功率转换装置的特征在于：

在所述第五半导体开关和第六半导体开关，设有将施加在这些半导体开关的电压钳位为第一直流电源的电压或第二直流电源的电压的所谓电压钳位型缓冲器，且不设置与所述第二半导体开关和所述第三半导体开关直接连接的缓冲器、或设置与所述电压钳位型缓冲器相比容量充分小的缓冲器，当向所述交流端子输出正的电压时导通所述第一和第二半导体开关，当输出负的电压时导通所述第三和第四半导体开关，当输出零电压时分别导通所述第二、第三、第五和第六半导体开关，当从零电压输出移到正电压输出时进行首先对所述第三半导体开关施加断开信号、接着对所述第五和第六半导体开关施加断开信号、此后对所述第一半导体开关施加导通信号的动作，当从零电压输出移到负电压输出时进行首先对所述第二半导体开关施加断开信号、接着对所述第五和第六半导体开关施加断开信号、此后对第四半导体开关施加导通信号的动作。

7.根据权利要求6所述的三电平功率转换装置，其特征在于：

所述第一及第四半导体开关由一支路内置模块构成，所述第二及第三半导体开关由二支路内置模块构成，所述第五及第六半导体开关由二支路内置模块构成，当并联连接所述各模块时，接近配置内置有所述第二以及第三半导体开关的二支路内置的模块和内置有所述第五以及第六半导体开关的二支路内置的模块。

8.根据权利要求6所述的三电平功率转换装置，其特征在于：

所述第一及第二半导体开关，所述第三及第四半导体开关，以及所述第五及第六半导体开关分别用二支路内置模块构成，当并联连接所述各模块时，将内置有所述第五及第六半导体开关的模块配置在内置有所述第一及第二半导体开关的模块和内置有所述第三及第四半导体开关的模块之间。

9.根据权利要求6～8中任一个所述的三电平功率转换装置，其特征在于：

在所述第二、第三、第五、第六半导体开关分别设有并联二极管，所述第二及第三半导体开关的并联二极管的正向下降电压，比所述第五及第六半导体开关的并联二极管的正向下降电压高。

10.根据权利要求6～8中任一个所述的三电平功率转换装置，其特征在于：

采用以下特性的并联二极管：所述第二及第三半导体开关的并联二极管的反向恢复电流，比所述第五及第六半导体开关的并联二极管的反向恢复电流小。