CN102790593A - 一种电阻并联反馈式差分低噪声放大器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种电阻并联反馈式差分低噪声放大器，其包括主放大电路，所述主放大电路包括第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管及第四MOS管，第一MOS管的栅极端通过第一输入匹配网络与第一差分输入端相连，第二MOS管通过第二输入匹配网络与第二差分输入端相连，所述第一MOS管M1的漏极端与第一MOS管的栅极端间通过第一电阻并联反馈支路相连，第二MOS管的漏极端与第二MOS管的栅极端间通过第二电阻并联反馈支路相连；第一电阻并联反馈支路包括第一电阻及与所述第一电阻串联的第一电容；第二电阻并联反馈支路包括第二电阻及与所述第二电阻串联的第二电容。本发明减小放大器输出端的寄生电容，提高了放大器输出端到输入端的隔离度，高频特性好，增强了电路稳定性。

Description

一种电阻并联反馈式差分低噪声放大器

技术领域

本发明涉及一种低噪声放大器，尤其是一种电阻并联反馈式差分低噪声放大器，具体地说是一种用于无线通信接收机系统射频前端芯片中的差分低噪声放大器，属于低噪声放大器的技术领域。

背景技术

当今，包括移动通信和无线局域网在内的各类无线通信系统和技术飞速发展，射频集成电路（RFIC）已在世界范围内成为大学、研究所和通信相关产业研究开发的热点。这些无线通信系统的发展形成了一个快速增长的RFIC市场。射频电路之所以受到全世界范围内的关注和研究，是由于它是整个无线收发机系统设计的主要瓶颈。在射频收发机的元件中，RFIC的技术性能要求构成了RFIC的最大挑战。而与此同时，市场用户对无线产品的性能要求又是极为苛刻的，即低成本、低功耗、小体积、高性能等，同原先使用体积巨大、代价昂贵、功耗又极其浪费的分立器件来实现无线收发机的方法相比，这是一个巨大的挑战。

低噪声放大器是通常是无线接收机系统中的第一个模块，也是不可或缺的关键模块。低噪声放大器的主要功能是将从天线接收的亚微伏特的无线信号放大到一定大小，以方便后继模块对信号进行处理，同时自身引入尽量小的噪声和非线性。这就要求低噪声放大器具有低噪声系数和高增益的属性。同时，低噪声放大器在无线接收机系统信号通路中处在接收天线与混频器之间，为防止本振信号从混频器泄漏到天线前端造成干扰，低噪声放大器还需要具有高隔离度。另外，从市场用户对无线接收机低成本、小体积、低功耗和外围电路简单的要求出发，电阻反馈式差分低噪声放大器是一种较好的满足上述需求的电路。

传统的电阻并联反馈式差分低噪声放大器如图1所示，其连接关系为：差分射频输入端RFINN和RFINP，分别通过输入匹配网络输入到三极管M1和M2的栅极，三极管M1和M2的源极共同接在下端接地的尾电流源ISS的上端，它们的漏极分别接三极管M3和M4的源极，构成一个差分共源共栅电路结构；三极管M3和M4的栅极接在电源VDD上，它们的漏极与电源VDD之间跨接输出负载网络，并且漏极与差分输出端RFOUTP和RFOUTN直接相连。另外，电阻R1和电容C3串联跨接在三极管M1的栅极和输出端RFOUTP，电阻R2和电容C4串联跨接在三极管M2的栅极和输出端RFOUTN。

传统的电阻并联反馈式差分低噪声放大器如图1所示，其基本工作原理为：主放大电路由三极管M1～M4组成，是用于放大的有源器件；输入匹配网络在一定频率范围内近似抵消主放大电路输入阻抗的虚部；电阻并联反馈支路由电阻R1、R2和C1、C2组成，提供主放大电路的实部阻抗，以与接收天线的50欧姆输出阻抗相匹配，其中电容C1、C2用于隔离电阻并联反馈支路两端不同的直流电位；输出负载网络是放大器的负载；电流源ISS为主放大电路提供直流偏置。

这种类型的差分低噪声放大器使用电阻并联反馈提供输入阻抗的实部，从而节省了传统源极电感反馈式差分低噪声放大器中主要用来提供输入阻抗实部的两个源极负反馈片上电感，明显减小了芯片面积，降低了流片成本。但是这种方法有其一定的缺陷，因为反馈支路的电阻R1、R2和电容C1、C2除了引入的额外的噪声，还会引入放大器输入端和输出端的寄生电容，影响了放大器的高频性能；同时，直接跨接在放大器输入端和输出端的反馈支路在一定程度上降低了放大器输出端到输入端的隔离度，不利于防止后继混频器模块本振大信号向接收天线端的泄漏。

发明内容

本发明的目的是克服现有技术中存在的不足，提供一种电阻并联反馈式差分低噪声放大器，其减小放大器输出端的寄生电容，提高了放大器输出端到输入端的隔离度，高频特性好，增强了电路稳定性。

按照本发明提供的技术方案，所述电阻并联反馈式差分低噪声放大器，包括主放大电路，所述主放大电路包括第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管及第四MOS管，所述第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管及第四MOS管形成差分共源共栅电路；第一MOS管的栅极端通过第一输入匹配网络与第一差分输入端相连，第二MOS管通过第二输入匹配网络与第二差分输入端相连，第一MOS管的源极端与第二MOS管的源极端均与尾电流源相连；第三MOS管的栅极端与第四MOS管的栅极端均与电源VDD相连，第三MOS管的漏极端通过第一输出负载网络与电源VDD相连，第四MOS管的漏极端通过第二输出负载网络与电源VDD相连，第三MOS管的漏极端与第一差分输出端相连，第四MOS管的漏极端与第二差分输出端相连；第一MOS管的漏极端与第三MOS管的源极端相连，第二MOS管（M2）的漏极端与第四MOS管的源极端相连；其特征是：所述第一MOS管（M1）的漏极端与第一MOS管的栅极端间通过第一电阻并联反馈支路相连，第二MOS管的漏极端与第二MOS管的栅极端间通过第二电阻并联反馈支路相连；第一电阻并联反馈支路包括第一电阻及与所述第一电阻串联的第一电容；第二电阻并联反馈支路包括第二电阻及与所述第二电阻串联的第二电容。

所述第一输入匹配网络、第二输入匹配网络工作于窄带状态时，所述第一输入匹配网络包括第一电感及第三电容，所述第三电容的一端与第一差分输入端相连，第三电容的另一端通过第一电感与第一电阻、第一MOS管的栅极端相连；第二输入匹配网络包括第四电容及第二电感，所述第四电容的一端与第二差分输入端相连，第四电容的另一端通过第二电感与第二MOS管的栅极端及第二电阻相连；第一MOS管、第二MOS管的栅极端与直流稳压电路相连。

所述直流稳压电路包括第一稳压电阻及电源VDD，所述第一稳压电阻的一端与电源VDD相连，另一端通过第二稳压电阻接地；第一稳压电阻）与第二稳压电阻相连的一端通过第三稳压电阻与第一MOS管的栅极端相连，且第一稳压电阻与第二稳压电阻相连的一端通过第四稳压电阻与第二MOS管的栅极端相连。

所述第一输出负载网络、第二输出负载网络工作于窄带状态时，所述第一输出负载网络包括第三电感、第三可调电阻及第五可调电容，所述第三电感、第三可调电阻及第五可调电容相互并联；第二输出负载网络包括第四电感、第四可调电阻及第六可调电容，所述第四电感、第四可调电阻及第六可调电容相互并联。

所述尾电流源包括电源VDD，所述电源VDD通过偏置电流源与第一偏置MOS管的漏极端相连，第一偏置MOS管的漏极端与第一偏置MOS管的栅极端、第二偏置MOS管的栅极端相互连接，且第一偏置MOS管的栅极端通过第九电容接地，第一偏置MOS管的源极端、第二偏置MOS管的源极端均接地，第二偏置MOS管的漏极端与第一MOS管的源极端、第二MOS管的源极端相互连接。

所述第一输入匹配网络、第二输入匹配网络工作于宽带状态时，第一输入匹配网络包括第九电感，所述第九电感的一端与第一差分输入端相连，第九电感的另一端通过第十电容与第五电感的一端及第七电感的一端相连，第七电感的另一端与第一电阻、第一MOS管的栅极端相连；第五电感的另一端与直流稳压电路相连，第五电感的两端并联有第七电容；第二输入匹配网络包括第十电感，所述第十电感的一端与第二差分输入端相连，第十电感的另一端与第十一电容的一端相连，所述第十一电容的另一端与第八电感的一端及第六电感的一端相连，所述第六电感的另一端与直流稳压电路相连，第六电感的两端并联有第八电容；第八电感与第十一电容相连的另一端与第二电阻及第二MOS管的栅极端相连。

所述第一输出负载网络、第二输出负载网络工作于宽带状态时，第一输出负载网络包括第五电阻及第七可调电阻，所述第五电阻与第七可调电阻相互并联；第二输出负载网络包括第六电阻及第八可调电阻，所述第八可调电阻与第六电阻相互并联。

一种类似的技术方案，一种电阻并联反馈式差分低噪声放大器，包括主放大电路，所述主放大电路包括第一三极管、第二三极管、第三三极管及第四三极管；第一三极管的基极端通过第一输入匹配网络与第一差分输入端相连，第二三极管通过第二输入匹配网络与第二差分输入端相连，第一三极管的发射极端与第二三极管的发射极端均与尾电流源相连；第三三极管的基极端与第四三极管的基极端均与电源VDD相连，第三三极管的集电极端通过第一输出负载网络与电源VDD相连，第四三极管的集电极端通过第二输出负载网络与电源VDD相连，第三三极管的集电极端与第一差分输出端相连，第四三极管的集电极端与第二差分输出端相连；第一三极管的集电极端与第三三极管的发射极端相连，第二三极管的集电极端与第四三极管的发射极端相连；

所述第一三极管的集电极端与第一三极管的基极端间通过第一电阻并联反馈支路相连，第二三极管的集电极端与第二三极管的基极端间通过第二电阻并联反馈支路相连；第一电阻并联反馈支路包括第一电阻及与所述第一电阻串联的第一电容；第二电阻并联反馈支路包括第二电阻及与所述第二电阻串联的第二电容。

所述尾电流源包括电源VDD，所述电源VDD通过偏置电流源与第一偏置MOS管的漏极端相连，第一偏置MOS管的漏极端与第一偏置MOS管的栅极端、第二偏置MOS管的栅极端相互连接，且第一偏置MOS管的栅极端通过第九电容接地，第一偏置MOS管的源极端、第二偏置MOS管的源极端均接地，第二偏置MOS管的漏极端与第一MOS管的源极端、第二MOS管的源极端相互连接。

本发明的优点：

1、本发明将电阻并联反馈的取样点选择在主放大电路中共栅晶体管的第三MOS管M3、第四MOS管M4的源极，相对于取样点选择在第一差分输出端RFOUTP、第二差分输出端RFOUTN的传统方案，放大器主极点所在的输出端具有更小的寄生电容，因此具有更好的高频特性；

2、本发明改变了传统设计中直接跨接在输入端和输出端的电阻并联反馈支路，提高了输出端到输入端的隔离度，有利于减小后继混频器本振大信号向射频输入端的泄漏，并且增强了电路的稳定性。

附图说明

图1为现有差分低噪声放大器的电路原理图。

图2为本发明差分低噪声放大器的电路原理图。

图3为本发明第一输入匹配网络、第二输入匹配网络、第一输出负载网络、第二输出负载网络为窄带工作时的电路原理图。

图4为本发明直流稳压电路的电路原理图。

图5为本发明尾电流源的电路原理图。

图6为本发明第一输入匹配网络、第二输入匹配网络、第一输出负载网络、第二输出负载网络为宽带工作时的电路原理图。

具体实施方式

下面结合具体附图和实施例对本发明作进一步说明。

如图2所示：本发明差分低噪声放大器包括主放大电路，所述主放大电路包括第一MOS管M1、第二MOS管M2、第三MOS管M3及第四MOS管M4，所述第一MOS管M1、第二MOS管M2、第三MOS管M3及第四MOS管M4形成差分共源共栅电路；第一MOS管M1的栅极端通过第一输入匹配网络与第一差分输入端RFINP相连，第二MOS管M2通过第二输入匹配网络与第二差分输入端RFINN相连，第一MOS管M1的源极端与第二MOS管M2的源极端均与尾电流源相连；第三MOS管M3的栅极端与第四MOS管M4的栅极端均与电源VDD相连，第三MOS管M3的漏极端通过第一输出负载网络与电源VDD相连，第四MOS管M4的漏极端通过第二输出负载网络与电源VDD相连，第三MOS管M3的漏极端与第一差分输出端RFOUTP相连，第四MOS管M4的漏极端与第二差分输出端RFOUTN相连；第一MOS管M1的漏极端与第三MOS管M3的源极端相连，第二MOS管M2的漏极端与第四MOS管M4的源极端相连；所述第一MOS管M1的漏极端与第一MOS管M1的栅极端间通过第一电阻并联反馈支路相连，第二MOS管M2的漏极端与第二MOS管M2的栅极端间通过第二电阻并联反馈支路相连；第一电阻并联反馈支路包括第一电阻R1及与所述第一电阻R1串联的第一电容C1；第二电阻并联反馈支路包括第二电阻R2及与所述第二电阻R2串联的第二电容C2。

第一MOS管M1、第二MOS管M2、第三MOS管M3及第四MOS管M4形成共源共栅电路，是用于放大的有源器件，第一MOS管M1和第二MOS管M2将小信号输入电压或电流转变为漏极小信号电流，这个小信号电流流过共栅管接法的第三MOS管M3、第四MOS管M4及第一输出负载网络与第二输出负载网络，以在第一差分输出端RFOUTP、第二差分输出端RFOUTN形成小信号输出。第三MOS管M3、第四MOS管M4共栅放大器接法，这种接法的晶体管具有与跨导成反比的较小的输入阻抗，使得第一MOS管M1、第二MOS管M2的电压增益较低，第一MOS管M1、第二MOS管M2的密勒效应得到缓解。另外，在本发明实施例中的连接方式中，第三MOS管M3、第四MOS管M4串接在主信号通路中且具有相对较小的源漏两端的寄生电容，从而增强了整个放大器的反向隔离度，有利于防止后继混频器模块的本振信号向天线输入端的泄漏。第一电容C1、第二电容C2用于隔离不同的直流电位，第一电阻R1、第二电阻R2通过与第一电容C1、第二电容C2串联反馈，为放大体提供输入阻抗的实部，实际设计中，通过选择第一电阻R1与第二电阻R2匹配的阻值，使整个放大器输入阻抗的实部达到50欧姆，同时配合前级的第一输入匹配网络、第二输入匹配网络输入阻抗虚部的抵消作用，实现与接收天线50欧姆输出阻抗的相匹配。

本发明实施例中，根据窄带和宽带工作状态的不同，第一输入匹配网络、第二输入匹配网络有不同的接法，分别如图3和图6所示。

如图3所示：所述第一输入匹配网络、第二输入匹配网络工作于窄带状态时，所述第一输入匹配网络包括第一电感L1及第三电容C3，所述第三电容C3的一端与第一差分输入端RFINP相连，第三电容C3的另一端通过第一电感L1与第一电阻R1、第一MOS管M1的栅极端相连；第二输入匹配网络包括第四电容C4及第二电感L2，所述第四电容C4的一端与第二差分输入端RFINN相连，第四电容C4的另一端通过第二电感L2与第二MOS管M2的栅极端及第二电阻R2相连；第一MOS管M1、第二MOS管M2的栅极端与直流稳压电路相连。

其中，第三电容C3、第四电容C4起到隔离输入直流电压和第一MOS管M1、第二MOS管M2起到直流偏置电压的作用，第一电感L1、第二电感L2用于在工作频率处抵消主放大电路输入阻抗的虚部，以使放大器输入小信号电压谐振在工作频率处。在实际设计中，第一电感L1、第二电感L2一般位于片外，这是由于一方面片内螺旋电感所占面积很大，另一方面由于片内螺旋电感的品质因子相对于片外贴片电感来说比较低，由此引入的等效串联电阻比较大，容易恶化放大器的噪声系数。

所述第一输出负载网络、第二输出负载网络工作于窄带状态时，所述第一输出负载网络包括第三电感L3、第三可调电阻R3及第五可调电容C5，所述第三电感L3、第三可调电阻R3及第五可调电容C5相互并联；第二输出负载网络包括第四电感L4、第四可调电阻R4及第六可调电容C6，所述第四电感L4、第四可调电阻R4及第六可调电容C6相互并联。

其中，第一输出负载网络中的第五可调电容C5、第三电感L3组成一个LC谐振网络，第二输出负载网络中的第四电感L4与第六可调电容C6组成另一个LC谐振网络；通过两个谐振网络能够使得本发明的放大器的频率位于工作频率处。考虑到芯片的代工生产中，由于工艺角的原因可能导致的LC谐振频率与设计值不一致的问题，将第五可调电容C5、第六可调电容C6设计成外部控制的可变电容，通过调节相应电容的大小，将LC网络的谐振频率校正到工作频率。第三可调电阻R3、第四可调电阻R4也设计成外部控制的可变电阻，通过调节相应电阻的大小，实现本发明放大器增益可变的功能。

如图6所示：所述第一输入匹配网络、第二输入匹配网络工作于宽带状态时，第一输入匹配网络包括第九电感L9，所述第九电感L9的一端与第一差分输入端RFINP相连，第九电感L9的另一端通过第十电容C10与第五电感L5的一端及第七电感L7的一端相连，第七电感L7的另一端与第一电阻R1、第一MOS管M1的栅极端相连；第五电感L5的另一端与直流稳压电路相连，第五电感L5的两端并联有第七电容C7；第二输入匹配网络包括第十电感L10，所述第十电感L10的一端与第二差分输入端RFINN相连，第十电感L10的另一端与第十一电容C11的一端相连，所述第十一电容C11的另一端与第八电感L8的一端及第六电L6的一端相连，所述第六电感L6的另一端与直流稳压电路相连，第六电感L6的两端并联有第八电容C8；第八电感L8与第十一电容C11相连的另一端与第二电阻R2及第二MOS管M2的栅极端相连。

其中，第十电容C10、第十一电容C11起到隔离输入直流电压和对第一MOS管M1、第二MOS管M2提供直流偏置电压的作用；同时，第十电容C10、第十一电容C11与第一输入匹配网络、第二输入匹配网络内其他无源元件以及主放大电路的输入阻抗一起构成了一个宽带Chebychev带通滤波器，通过设计各个无源元件的数值，可以使本发明实施例的低噪声放大器在很宽的频带范围内实现阻抗匹配。

所述第一输出负载网络、第二输出负载网络工作于宽带状态时，第一输出负载网络包括第五电阻R5及第七可调电阻R7，所述第五电阻R5与第七可调电阻R7相互并联；第二输出负载网络包括第六电阻R6及第八可调电阻R8，所述第八可调电阻R8与第六电阻R6相互并联。

本发明实施例中，第一输出负载网络、第二输出负载网络为宽带工作时，通过调节第七可调电阻R7、第八可调电阻R8实现对放大器增益的可调的功能。

如图4所示：所述直流稳压电路包括第一稳压电阻RB1及电源VDD，所述第一稳压电阻RB1的一端与电源VDD相连，另一端通过第二稳压电阻RB2接地；第一稳压电阻RB1与第二稳压电阻RB2相连的一端通过第三稳压电阻RB3与第一MOS管M1的栅极端相连，且第一稳压电阻RB1与第二稳压电阻RB2相连的一端通过第四稳压电阻RB4与第二MOS管M2的栅极端相连。直流稳压电路为第一输入匹配网络、第二匹配网络提供稳定的直流电压。

如图5所示：所述尾电流源包括电源VDD，所述电源VDD通过偏置电流源IBO与第一偏置MOS管MB1的漏极端相连，第一偏置MOS管MB1的漏极端与第一偏置MOS管MB1的栅极端、第二偏置MOS管MB0的栅极端相互连接，且第一偏置MOS管MB1的栅极端通过第九电容C9接地，第一偏置MOS管MB1的源极端、第二偏置MOS管MB0的源极端均接地，第二偏置MOS管MB0的漏极端与第一MOS管M1的源极端、第二MOS管M2的源极端相互连接。

如图2~图6所示：主放大电路由第一MOS管M1、第二MOS管M2、第三MOS管M3及第四MOS管M4组成，且均是用于放大的有源器件；第一输入匹配网络、第二输入匹配网络在一定频率范围内近似抵消主放大电路输入阻抗的虚部；第一电阻并联反馈支路由第一电阻R1与第一电容C1串联组成，第二电阻并联反馈支路由第二电阻R2与第二电容C2串联组成，以提供主放大电路的实部阻抗，以与接收天线的50欧姆输出阻抗相匹配，其中第一电容C1、第二电容C2用于隔离电阻并联反馈支路两端不同的直流电位；第一输出负载网络、第二输出负载网络形成低噪声放大器的负载；尾电流源ISS为主放大电路提供直流偏置。

从上述工作原理可以理解，本发明实施例中的主放大电路同样可以采用三极管实现，当采用三极管时，本发明差分低噪声放大器的电路连接为：

所述主放大电路包括第一三极管、第二三极管、第三三极管及第四三极管；第一三极管的基极端通过第一输入匹配网络与第一差分输入端RFINP相连，第二三极管通过第二输入匹配网络与第二差分输入端RFINN相连，第一三极管的发射极端与第二三极管的发射极端均与尾电流源相连；第三三极管的基极端与第四三极管的基极端均与电源VDD相连，第三三极管的集电极端通过第一输出负载网络与电源VDD相连，第四三极管的集电极端通过第二输出负载网络与电源VDD相连，第三三极管的集电极端与第一差分输出端RFOUTP相连，第四三极管的集电极端与第二差分输出端RFOUTN相连；第一三极管的集电极端与第三三极管的发射极端相连，第二三极管的集电极端与第四三极管的发射极端相连；

所述第一三极管的集电极端与第一三极管的基极端间通过第一电阻并联反馈支路相连，第二三极管的集电极端与第二三极管的基极端间通过第二电阻并联反馈支路相连；第一电阻并联反馈支路包括第一电阻R1及与所述第一电阻R1串联的第一电容C1；第二电阻并联反馈支路包括第二电阻R2及与所述第二电阻R2串联的第二电容C2。

本发明将电阻并联反馈的取样点选择在主放大电路中共栅晶体管的第三MOS管M3、第四MOS管M4的源极，相对于取样点选择在第一差分输出端RFOUTP、第二差分输出端RFOUTN的传统方案，放大器的输出端具有更小的寄生电容，因此具有更好的高频特性；

本发明改变了传统设计中直接跨接在输入端和输出端的电阻并联反馈支路，提高了输出端到输入端的隔离度，有利于减小后继混频器本振大信号向射频输入端的泄漏，并且增强了电路的稳定性。

本发明的保护范围，并非局限于本发明描述的实施例。只要各种变化在所附权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的实例均在保护之列。

Claims (9)

1.一种电阻并联反馈式差分低噪声放大器，包括主放大电路，所述主放大电路包括第一MOS管（M1）、第二MOS管（M2）、第三MOS管（M3）及第四MOS管（M4），所述第一MOS管（M1）、第二MOS管（M2）、第三MOS管（M3）及第四MOS管（M4）形成差分共源共栅电路；第一MOS管（M1）的栅极端通过第一输入匹配网络与第一差分输入端（RFINP）相连，第二MOS管（M2）通过第二输入匹配网络与第二差分输入端（RFINN）相连，第一MOS管（M1）的源极端与第二MOS管（M2）的源极端均与尾电流源相连；第三MOS管（M3）的栅极端与第四MOS管（M4）的栅极端均与电源VDD相连，第三MOS管（M3）的漏极端通过第一输出负载网络与电源VDD相连，第四MOS管（M4）的漏极端通过第二输出负载网络与电源VDD相连，第三MOS管（M3）的漏极端与第一差分输出端（RFOUTP）相连，第四MOS管（M4）的漏极端与第二差分输出端（RFOUTN）相连；第一MOS管（M1）的漏极端与第三MOS管（M3）的源极端相连，第二MOS管（M2）的漏极端与第四MOS管（M4）的源极端相连；其特征是：所述第一MOS管（M1）的漏极端与第一MOS管（M1）的栅极端间通过第一电阻并联反馈支路相连，第二MOS管（M2）的漏极端与第二MOS管（M2）的栅极端间通过第二电阻并联反馈支路相连；第一电阻并联反馈支路包括第一电阻（R1）及与所述第一电阻（R1）串联的第一电容（C1）；第二电阻并联反馈支路包括第二电阻（R2）及与所述第二电阻（R2）串联的第二电容（C2）。

2.根据权利要求1所述的电阻并联反馈式差分低噪声放大器，其特征是：所述第一输入匹配网络、第二输入匹配网络工作于窄带状态时，所述第一输入匹配网络包括第一电感（L1）及第三电容（C3），所述第三电容（C3）的一端与第一差分输入端（RFINP）相连，第三电容（C3）的另一端通过第一电感（L1）与第一电阻（R1）、第一MOS管（M1）的栅极端相连；第二输入匹配网络包括第四电容（C4）及第二电感（L2），所述第四电容（C4）的一端与第二差分输入端（RFINN）相连，第四电容（C4）的另一端通过第二电感（L2）与第二MOS管（M2）的栅极端及第二电阻（R2）相连；第一MOS管（M1）、第二MOS管（M2）的栅极端与直流稳压电路相连。

3.根据权利要求2所述的电阻并联反馈式差分低噪声放大器，其特征是：所述直流稳压电路包括第一稳压电阻（RB1）及电源VDD，所述第一稳压电阻（RB1）的一端与电源VDD相连，另一端通过第二稳压电阻（RB2）接地；第一稳压电阻（RB1）与第二稳压电阻（RB2）相连的一端通过第三稳压电阻（RB3）与第一MOS管（M1）的栅极端相连，且第一稳压电阻（RB1）与第二稳压电阻（RB2）相连的一端通过第四稳压电阻（RB4）与第二MOS管（M2）的栅极端相连。

4.根据权利要求2或3所述的电阻并联反馈式差分低噪声放大器，其特征是：所述第一输出负载网络、第二输出负载网络工作于窄带状态时，所述第一输出负载网络包括第三电感（L3）、第三可调电阻（R3）及第五可调电容（C5），所述第三电感（L3）、第三可调电阻（R3）及第五可调电容（C5）相互并联；第二输出负载网络包括第四电感（L4）、第四可调电阻（R4）及第六可调电容（C6），所述第四电感（L4）、第四可调电阻（R4）及第六可调电容（C6）相互并联。

5.根据权利要求1所述的电阻并联反馈式差分低噪声放大器，其特征是：所述尾电流源包括电源VDD，所述电源VDD通过偏置电流源（IBO）与第一偏置MOS管（MB1）的漏极端相连，第一偏置MOS管（MB1）的漏极端与第一偏置MOS管（MB1）的栅极端、第二偏置MOS管（MB0）的栅极端相互连接，且第一偏置MOS管（MB1）的栅极端通过第九电容（C9）接地，第一偏置MOS管（MB1）的源极端、第二偏置MOS管（MB0）的源极端均接地，第二偏置MOS管（MB0）的漏极端与第一MOS管（M1）的源极端、第二MOS管（M2）的源极端相互连接。

6.根据权利要求1所述的电阻并联反馈式差分低噪声放大器，其特征是：所述第一输入匹配网络、第二输入匹配网络工作于宽带状态时，第一输入匹配网络包括第九电感（L9），所述第九电感（L9）的一端与第一差分输入端（RFINP）相连，第九电感（L9）的另一端通过第十电容（C10）与第五电感（L5）的一端及第七电感（L7）的一端相连，第七电感（L7）的另一端与第一电阻（R1）、第一MOS管（M1）的栅极端相连；第五电感（L5）的另一端与直流稳压电路相连，第五电感（L5）的两端并联有第七电容（C7）；第二输入匹配网络包括第十电感（L10），所述第十电感（L10）的一端与第二差分输入端（RFINN）相连，第十电感（L10）的另一端与第十一电容（C11）的一端相连，所述第十一电容（C11）的另一端与第八电感（L8）的一端及第六电感（L6）的一端相连，所述第六电感（L6）的另一端与直流稳压电路相连，第六电感（L6）的两端并联有第八电容（C8）；第八电感（L8）与第十一电容（C11）相连的另一端与第二电阻（R2）及第二MOS管（M2）的栅极端相连。

7.根据权利要求1或6所述的电阻并联反馈式差分低噪声放大器，其特征是：所述第一输出负载网络、第二输出负载网络工作于宽带状态时，第一输出负载网络包括第五电阻（R5）及第七可调电阻（R7），所述第五电阻（R5）与第七可调电阻（R7）相互并联；第二输出负载网络包括第六电阻（R6）及第八可调电阻（R8），所述第八可调电阻（R8）与第六电阻（R6）相互并联。

8.一种电阻并联反馈式差分低噪声放大器，其特征是：包括主放大电路，所述主放大电路包括第一三极管、第二三极管、第三三极管及第四三极管；第一三极管的基极端通过第一输入匹配网络与第一差分输入端（RFINP）相连，第二三极管通过第二输入匹配网络与第二差分输入端（RFINN）相连，第一三极管的发射极端与第二三极管的发射极端均与尾电流源相连；第三三极管的基极端与第四三极管的基极端均与电源VDD相连，第三三极管的集电极端通过第一输出负载网络与电源VDD相连，第四三极管的集电极端通过第二输出负载网络与电源VDD相连，第三三极管的集电极端与第一差分输出端（RFOUTP）相连，第四三极管的集电极端与第二差分输出端（RFOUTN）相连；第一三极管的集电极端与第三三极管的发射极端相连，第二三极管的集电极端与第四三极管的发射极端相连；

所述第一三极管的集电极端与第一三极管的基极端间通过第一电阻并联反馈支路相连，第二三极管的集电极端与第二三极管的基极端间通过第二电阻并联反馈支路相连；第一电阻并联反馈支路包括第一电阻（R1）及与所述第一电阻（R1）串联的第一电容（C1）；第二电阻并联反馈支路包括第二电阻（R2）及与所述第二电阻（R2）串联的第二电容（C2）。

9.根据权利要求8所述的电阻并联反馈式差分低噪声放大器，其特征是：所述尾电流源包括电源VDD，所述电源VDD通过偏置电流源（IBO）与第一偏置MOS管（MB1）的漏极端相连，第一偏置MOS管（MB1）的漏极端与第一偏置MOS管（MB1）的栅极端、第二偏置MOS管（MB0）的栅极端相互连接，且第一偏置MOS管（MB1）的栅极端通过第九电容（C9）接地，第一偏置MOS管（MB1）的源极端、第二偏置MOS管（MB0）的源极端均接地，第二偏置MOS管（MB0）的漏极端与第一MOS管（M1）的源极端、第二MOS管（M2）的源极端相互连接。

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