CN102790291B - 背腔式宽带双极化天线 - Google Patents

Abstract

本发明涉及宽带双极化天线传感器装置，具体地说是一种背腔式宽带双极化天线，其特征在于设有双极化对数周期天线和金属背腔，双极化对数周期天线由两个正交放置的对数周期天线组成，两个对数周期天线结构相同，在轴线上错开1毫米，两个对数周期天线安装在金属背腔内，天线末端加载50欧姆的匹配负载，金属背腔为圆柱形，金属背腔内壁加载微波吸波材料，具有结构合理、抗干扰性能高等优点。

Description

背腔式宽带双极化天线

技术领域

本发明涉及宽带双极化天线传感器装置，具体地说是一种背腔式宽带双极化天线。

背景技术

在现代雷达系统、通信系统、微波测量系统等无线电系统中，往往要求系统具有宽带工作性能，并且同时具有极化敏感能力，可以同时发射或者接收双极化的电磁信号，因此，宽带双极化天线设备是这些新体制无线电系统的关键分机之一，已成为研究的热点。宽带双极化天线需同时具备宽频带和双极化两种性能，宽频带和双极化也是该天线的关键技术。

目前常见的宽带双极化天线形式有双极化喇叭天线、双极化正弦天线、双极化微带贴片天线、双极化蝶形天线和双极化Vivaldi天线等。例如，陈辉和薛锋章提出一种新颖的宽频带双极化印刷偶极子基站天线，工作频段为1.63GHz~2.8GHz；陈振宁和梁仙灵等研究了一种新型的Ku频段宽带高增益双极化微带贴片单元及96元阵列的设计，该设计中单元采用层叠贴片天线结构，提高了单元的带宽和增益，两个极化端口采用分层馈电，其中水平极化端口采用共面馈电，垂直极化端口采用探针背馈，在馈电网络的设计中引入反向馈电技术，降低了交叉极化；李彬和杨勇研制了一种宽带双极化四脊圆喇叭天线，实际制作了一批宽带双极化四脊圆喇叭天线并对其进行了调试，此天线在Ｃ、Ｘ、Ku波段内具有大于３倍频程的宽带匹配特性，交叉极化隔离度大于22dB，增益在10dB到20dB之间；李越和张志军等提出一种宽带、紧凑型共面波导馈电的双极化槽天线，利用单天线的双极化代替两个单极化天线，该天线采用单一矩形槽作为天线单元，利用同一共面波导两种正交的模式激励槽天线单元的水平和垂直两种极化模式，隔离度优于-22dB；JustinA.Kasemodel和JohnL.Volakis提出了一种集成巴伦馈电的平面型双线极化天线，该天线采用曲线蝶形边缘结构，工作频段为770MHz~1700MHz。

传统的超宽带天线类型有对数周期天线、等角螺旋天线、阿基米德螺旋天线、宽带缝隙天线等。其中，对数周期天线是一种主要的超宽带天线形式，除了具有很好的宽带特性外，还具有结构简单、容易实现、性能优良的特点，因此，对数周期天线在实际中被广泛应用，新型的改进结构也不断出现。例如：张银龙和楼建东等以三角环为基本振子单元，设计了工作频率在150MHz~600MHz的三角环对数周期天线，其结构尺寸是对数周期偶极子天线的一半,实现了天线的小型化；张福顺和王君等论述了双对数周期偶极天线扇形阵的设计方法，该双对数周期偶极天线扇形阵具有宽带、高增益、小型化等特点；刘江宏和周良明等采用矩量法分析和计算了对数周期天线在张角较大时,它的阻抗、电压驻波比、增益及方向图的宽带特性。

传统的宽带双极化天线往往具有很宽的波束和较高的后瓣辐射特性，抗干扰能力较差，同时在结构尺寸固定条件下，低频段输入驻波比特性较差，例如，双极化蝶形天线、双极化Vivaldi天线等。本发明提出采用宽带对数周期天线作为辐射单元，采用金属背腔结构压窄天线的辐射方向图，降低天线的辐射方向图的后瓣电平，既提高天线辐射方向图的前后比特性；采用低频段集合线宽带电阻加载技术，有效吸收反射的电磁波，改善低频段的输入驻波比特性。

对数周期天线的原理如下：就对数周期天线来说，假定当工作频率为时，只有第“1”个振子工作，其它的振子都暂时没有工作，其电尺寸为；当工作频率升高到时，换成只有第“2”个振子在工作，其它的振子都暂时没有工作，电尺寸变为；当工作频率升高到时，变为只有第“3”个振子工作，其它的振子都暂时没有工作，电尺寸变为，依次类推。很明显，若这些频率之间都能够确保有如下的关系

(9)

则在这些频率上天线可以具有不变的电特性。因为对数周期天线每个振子的尺寸均满足，所以也就要求这些频率满足或。如果我们把取得十分接近于1，那么能满足以上要求的天线的工作频率就会趋近连续变化。所以该天线的工作频带就可以在天线的几何结构为无限大的情况下达到无限宽。

因为如果想要实现天线电性能保持稳定，就要求频率满足，所以对它两边取对数得到

(2-10)

该式表明，要想让天线的电性能保持不变，需要使天线工作频率的对数作周期性变化(周期为)，所以，我们把具有这种性质的天线称为对数周期天线。

一般人们根据对数周期阵列天线上各部分对称振子的工作情况，把整个天线分成三个工作区域：“辐射区”，“传输区”和“非激励区”。“传输区”是指除“辐射区”以外，从电源到辐射区之间的这一段；“辐射区”以后的部分则称为“非激励区”，又称“非谐振区”。对数周期天线上存在着这样的区域，在此区域内的电场情况类似于一个振子工作且电尺寸保持一定，我们称这种区域为“辐射区”或“有效区”，在这个区域里的振子长度在左右，具有较强的激励，对辐射的产生将起到主要作用。在工作频率发生改变的时候，这个“辐射区”会在天线的径向上产生相应的移动，比如当频率降低时，“辐射区”会向长振子一端移动，这样就能保持天线的电特性保持不变。在“传输区”内，每个对称振子的电长度都很短，振子的输入阻抗（容抗）很大，激励电流就很小，因而它们的辐射也就会非常弱，主要起到传输线的作用。在“非激励区”内，因为辐射区的对称振子处于谐振状态，振子上的激励电流都比较大，传输线传送过来的较大部分的能量已经被辐射出去，剩下的能量中能够被传送到非激励区的很少，因此这个区域的对称振子的激励电流也就非常小，这就是前文所说的“电流截断效应”，因为振子的激励电流非常小，所以对外辐射也就非常弱。

一般情况下，最大激励电流1/3的激励电流所在的那两个振子之间的区域被定义为辐射区。原则上由几何参数和决定这个区域的振子数，往往通过经验公式

(11)

来近似确定。其中为工作频带高端的“截断常数”、为工作频带低端的“截断常数”，可以通过如下经验公式确定：

(12)

(13)

辐射区内的振子数越多，天线就会有越强的方向性，和越高的增益。一般地，辐射区内的振子数不会少于三个。

发明内容

本发明针对现有技术中存在的缺点和不足，提出一种能够实现宽带的辐射性能，同时波束宽度得以变窄，增强了天线及其电子系统的抗干扰性能的背腔式宽带双极化天线。

本发明可以通过以下措施达到：

一种背腔式宽带双极化天线，其特征在于设有双极化对数周期天线和金属背腔，双极化对数周期天线由两个正交放置的对数周期天线组成，两个对数周期天线结构相同，在轴线上错开1毫米，两个对数周期天线安装在金属背腔内，天线末端加载50欧姆的匹配负载，金属背腔为圆柱形，金属背腔内壁加载微波吸波材料。

本发明在天线馈电端，两根同轴电缆分别对两个正交放置的对数周期天线进行馈电。

本发明中双极化天线由正交放置的两个对数周期天线构成，它们的结构参数相同，振子金属厚度为1mm，每个对数周期天线采用传统对数周期结构设计理论进行设计，振子个数为N=29，振子长度的比例因子为0.92，振子臂宽度的比例因子为0.96，集合线宽度的比例因子为0.88，最长LPDA振子长度L₁=200mm，振子间距d₁=22mm；高度H确定为249mm；金属背腔的金属壁厚度T_C=1mm，微波吸波材料的尺寸为：Ha₁=260mm，Ha₂=9mm，Ha₃=220mm，Ha₄=260mm，H_C=270mm，填充的微波吸波材料的相对介电常数为2.2，损耗角正切为0.5795。

本发明中对数周期天线由若干个对称振子组成，所有振子尺寸和振子之间的距离等天线构成要素都要遵循一定的比例关系，设为比例因子，则要求对称振子满足如下条件：

(1)

(2)

其中——第n个对称振子的全长；

——第n个对称振子的直径（宽度）；

——第n个对称振子到天线虚拟“顶点”的距离；

——对称振子的序列编号，从距离馈电点最远的振子算起，也就是最长的振子编号为“1”。

相邻的两个振子之间的距离为：

，，…，其比例关系如下

(3)

也就是说相邻的两个振子之间的距离也是按照的比例关系。综合以上几何关系可知，无论是振子的长度、半径以及振子之间的距离等所有几何尺寸都按同一比例系数变化：

(4)

在现实应用过程中往往使用间隔因子来代表相邻振子之间的距离，人们把进行如下的定义：

(5)

这里的指的是相邻的两个振子中较长的那个振子的长度。

设对数周期天线的顶角为定义。与及之间具有以下关系：

,即(6)

这里利用了

(7)

的关系式，该式由下式导出：

(8)

本发明中对数周期天线的馈电点选在高频端处，即最短振子处。天线的最大辐射方向是由最长振子端指向最短振子的，即由低频端沿着集合线指向高频端的方向天线的几何结构参数和（包括在内）直接影响着天线的电特性，是对对数周期阵列天线进行设计的主要参数。

本发明为了实现双极化的工作性能，将两个相同结构的对数周期天线正交放置，分别形成两个极化辐射端口，即构成两个正交的双极化发射和接收通道；由于对数周期天线本身的宽带性能，宽带双极化工作模式也得以实现。本发明中的对数周期天线在振子长度、集合线以及振子宽度方面的比例因子互不相同，以保证能够实现两个对数周期天线的装配关系。在天线馈电端，两根同轴电缆分别对两个正交放置的对数周期天线进行馈电；考虑到增加端口隔离度和焊接方便性，可采用将两个对数周期天线在轴线方向错开一定距离。低频对应的振子为长振子，为了改善低频段的驻波特性，在集合线末端加载一个50欧姆的宽带匹配负载，以吸收反射的电磁波，同时一定程度上可以实现宽带天线的小型化。该双极化天线的示意图如图2所示。

本发明采用背腔结构的双极化对数周期天线，引入末端电阻加载的方式，实现更好的输入驻波比特性；采用在金属腔体内壁加载微波吸波材料的方法，实现宽带的辐射性能，同时波束宽度得以变窄，增强了天线及其电子系统的抗干扰性能。

附图说明：

附图1为对数周期天线结构图。

附图2为本发明中双极化对数周期天线的结构示意图。

附图3为本发明中金属背腔的结构示意图。

附图4为本发明中双极化对数周期天线的结构示意图。

附图5为本发明中双极化天线端口1的VSWR仿真结果示意图。

附图6为本发明中双极化天线端口2的VSWR仿真结果示意图。

附图7为本发明中双极化天线端口之间的隔离度仿真结果。

附图8a为频率为1GHz时的双极化天线端口1的xoz面增益方向图。

附图8b为频率为1GHz时的双极化天线端口1的yoz面增益方向图。

附图8c为频率为1GHz时的双极化天线端口2的xoz面增益方向图。

附图8d为频率为1GHz时的双极化天线端口2的yoz面增益方向图。

附图8e为频率为1GHz时的双极化天线端口1的xoz面轴比方向图。

附图8f为频率为1GHz时的双极化天线端口1的yoz面轴比方向图。

附图8g为频率为1GHz时的双极化天线端口2的xoz面轴比方向图。

附图8h为频率为1GHz时的双极化天线端口2的yoz面轴比方向图。

附图9a为频率为2GHz时的双极化天线端口1的xoz面增益方向图。

附图9b为频率为2GHz时的双极化天线端口1的yoz面增益方向图。

附图9c为频率为2GHz时的双极化天线端口2的xoz面增益方向图。

附图9d为频率为2GHz时的双极化天线端口2的yoz面增益方向图。

附图9e为频率为2GHz时的双极化天线端口1的xoz面轴比方向图。

附图9f为频率为2GHz时的双极化天线端口1的yoz面轴比方向图。

附图9g为频率为2GHz时的双极化天线端口2的xoz面轴比方向图。

附图9h为频率为2GHz时的双极化天线端口2的yoz面轴比方向图。

附图10a为频率为4GHz时的双极化天线端口1的xoz面增益方向图。

附图10b为频率为4GHz时的双极化天线端口1的yoz面增益方向图。

附图10c为频率为4GHz时的双极化天线端口2的xoz面增益方向图。

附图10d为频率为4GHz时的双极化天线端口2的yoz面增益方向图。

附图10e为频率为4GHz时的双极化天线端口1的xoz面轴比方向图。

附图10f为频率为4GHz时的双极化天线端口1的yoz面轴比方向图。

附图10g为频率为4GHz时的双极化天线端口2的xoz面轴比方向图。

附图10h为频率为4GHz时的双极化天线端口2的yoz面轴比方向图。

附图标记：金属背腔1、双极化对数周期天线2、金属壁3、吸波材料4、空气5。

具体实施方式：

下面结合附图和实施例对本发明作进一步的说明。

本发明提出了一种背腔结构的双极化对数周期天线结构，如附图4所示，由双极化对数周期天线2和金属背腔1组成，其中双极化对数周期天线由两个正交放置的对数周期天线组成，两个对数周期天线结构相同，在轴线上错开1毫米，以便于提高隔离度和天线组装，在天线末端加载50欧姆的匹配负载，以改善输入驻波比性能；如附图3所示金属背腔采用圆柱形结构，在金属背腔内壁加载微波吸波材料。

本发明中对数周期天线的结构具有以下特点：

对数周期天线的结构如图1所示。它是由若干个对称振子组成，这种组成的排列是遵循一定的比例关系的，在结构上具有以下两个特点：

(a)所有振子尺寸和振子之间的距离等天线构成要素都要遵循一定的比例关系。如果用来表示该比例系数，在这里我们称为比例因子，则要求：

(1)

(2)

其中——第n个对称振子的全长；

——第n个对称振子的直径（宽度）；

——第n个对称振子到天线虚拟“顶点”的距离；

——对称振子的序列编号，从距离馈电点最远的振子算起，也就是最长的振子编号为“1”。

相邻的两个振子之间的距离为：

，，…，其比例关系如下

(3)

也就是说相邻的两个振子之间的距离也是按照的比例关系。综合以上几何关系可知，无论是振子的长度、半径以及振子之间的距离等所有几何尺寸都按同一比例系数变化：

(4)

在现实应用过程中往往使用间隔因子来代表相邻振子之间的距离，人们把进行如下的定义：

(5)

这里的指的是相邻的两个振子中较长的那个振子的长度。

设对数周期天线的顶角为定义。与及之间具有以下关系：

,即(6)

这里利用了

(7)

的关系式，该式由下式导出：

(8)

(b)相邻振子间的交叉馈电

通常我们把给每个振子馈电的那一段平行线叫做“集合线”，用以区别于整个天线系统的馈线。对数周期天线的馈电点选在高频端处，即最短振子处。天线的最大辐射方向是由最长振子端指向最短振子的，即由低频端沿着集合线指向高频端的方向天线的几何结构参数和（包括在内）直接影响着天线的电特性，是对对数周期阵列天线进行设计的主要参数。

（3）电阻加载双极化对数周期天线

为了实现双极化的工作性能，本发明将两个相同结构的对数周期天线1正交放置，分别形成两个极化辐射端口，即构成两个正交的双极化发射和接收通道；由于对数周期天线本身的宽带性能，宽带双极化工作模式也得以实现。本发明中的对数周期天线在振子长度、集合线以及振子宽度方面的比例因子互不相同，以保证能够实现两个对数周期天线的装配关系。在天线馈电端，两根同轴电缆分别对两个正交放置的对数周期天线进行馈电；考虑到增加端口隔离度和焊接方便性，可采用将两个对数周期天线在轴线方向错开一定距离。低频对应的振子为长振子，为了改善低频段的驻波特性，在集合线末端加载一个50欧姆的宽带匹配负载，以吸收反射的电磁波，同时一定程度上可以实现宽带天线的小型化。该双极化天线的示意图如图2所示。

本发明为了实现双极化对数周期天线的宽带单向辐射方向性能，在双极化对数周期天线的底部和周围安装一个圆柱形金属背腔，在该金属反射腔底部和内壁周围加载微波吸波材料，以提高天线辐射的前后比性能，实现单向辐射的方向图；金属背腔的结构如图3所示。

实施例：

本双极化天线由正交放置的两个对数周期天线构成，它们的结构参数相同，振子金属厚度为1mm，每个对数周期天线采用传统对数周期结构设计理论进行设计，振子个数为N=29，振子长度的比例因子为0.92，振子臂宽度的比例因子为0.96，集合线宽度的比例因子为0.88，最长LPDA振子长度L₁=200mm，振子间距d₁=22mm；高度H确定为249mm；金属背腔的金属壁厚度T_C=1mm，微波吸波材料的尺寸为：Ha₁=260mm，Ha₂=9mm，Ha₃=220mm，Ha₄=260mm，H_C=270mm，填充的微波吸波材料的相对介电常数为2.2，损耗角正切为0.5795。

该天线的仿真模型如图4所示，其两个端口的输入驻波比（VSWR）分别如图5和图6所示，两个端口的隔离度如图7所示。由图可见，该天线在频率为1GHz~4GHz范围内的平均驻波比为2，隔离度优于20dB，可以满足实际应用的要求。

为了表征该天线的辐射特性，在此选择两个主平面，一个是xoz平面，另一个是yoz平面，分别给出两个主平面内的辐射功率方向图和轴比方向图的仿真结果，以说明该天线的性能。图8、图9和图10分别给出了1GHz、2GHz和4GHz时的辐射特性。可以看出，该天线具有宽波束、近似线极化和较为理想的辐射增益方向图特性，可以实现双极化宽带的工作性能。

由输入驻波比仿真曲线可以看出，该天线在频率大于0.7GH和小于4GHz范围内的平均输入驻波比为2，低频端的输入匹配特性得到很好的改善，天线在一定程度上实现了小型化；从天线的辐射方向图上可以看出，该天线的波束宽度得到了有效地压窄；对于每个单极化对数周期天线来说，其H面的方向图是全向的，其E面方向图的波束宽度约为60度；对于本发明中的双极化背腔式天线，天线端口1的H面为xoz平面，E面为yoz平面，在1GHz、2GHz和4GHz时，该天线端口1的H面波束宽度分别为68度、36.9度和107.4度，E面波束宽度分别为69度、43.2度和54.4度，前后比分别约为15dB、27dB和32dB；天线端口2的H面为yoz平面，E面为xoz平面，在1GHz、2GHz和4GHz时，该天线端口1的H面波束宽度分别为68度、36.9度和106度，E面波束宽度分别为69度、43.2度和53度，前后比分别约为15dB、26dB和32dB；显然，该天线的主瓣宽度变窄，前后比性能也较为理想。

本发明针对传统的宽带双极化天线往往具有很宽的波束和较高的后瓣辐射特性，抗干扰能力较差，同时在结构尺寸固定条件下，低频段输入驻波比特性较差的缺点，例如，双极化蝶形天线、双极化Vivaldi天线等，提出采用宽带对数周期天线作为辐射单元，采用金属背腔结构压窄天线的辐射方向图，降低天线的辐射方向图的后瓣电平，既提高天线辐射方向图的前后比特性；采用低频段集合线宽带电阻加载技术，有效吸收反射的电磁波，改善低频段的输入驻波比特性，有效增强抗干扰性能。

Claims (1)

1.一种背腔式宽带双极化天线，其特征在于设有双极化对数周期天线和金属背腔，双极化对数周期天线由两个正交放置的对数周期天线组成，两个对数周期天线结构相同，在轴线上错开1毫米，两个对数周期天线安装在金属背腔内，天线末端加载50欧姆的匹配负载，金属背腔为圆柱形，金属背腔内壁加载微波吸波材料；

在天线馈电端，采用两根同轴电缆分别对两个正交放置的对数周期天线进行馈电；

两个正交放置的对数周期天线的结构参数相同，其振子金属厚度为1mm，振子个数为N=29，振子长度的比例因子为0.92，振子臂宽度的比例因子为0.96，集合线宽度的比例因子为0.88，最长LPDA振子长度L₁=200mm，振子间距d₁=22mm；高度H确定为249mm，其中高度H为天线在与辐射振子方向垂直的方向的高度，即对数天线的集合线的高度；金属背腔的金属壁厚度T_C=1mm，微波吸波材料的尺寸为：Ha₁=260mm，Ha₂=9mm，Ha₃=220mm，Ha₄=260mm，H_C=270mm，填充的微波吸波材料的相对介电常数为2.2，损耗角正切为0.5795；其中Ha₁为微波吸波材料在圆柱形金属腔体内所形成的中空内腔体的高度；Ha₂为微波吸波材料的底部的厚度；Ha₃为微波吸波材料在圆柱形金属腔体内所形成的中空内腔体的底部直径；Ha₄为圆柱金属腔体内部的底部直径；Hc为圆柱金属腔体的外部高度。