CN102725808B - 可变电容装置 - Google Patents
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Abstract
可变电容装置(1)具备：基板(2)、梁部(6)、驱动电容(C1)、可变电容(C2)、以及驱动电压控制电路(11)。梁部(6)以悬臂梁构造与基板(2)连接。驱动电容(C1)构成为在梁部(6)以及基板(2)上对置，并根据施加DC电压而生成的静电引力来使梁部(6)位移。可变电容器构成为在梁部(6)以及基板(2)上对置，其电容根据梁部(6)的位移而变化。驱动电压控制电路(11)检测根据驱动电容(C1)的变化而变化的检测电压，并控制对驱动电容(C1)施加的DC电压以使该检测电压接近期望值。
Description
技术领域
本发明涉及使用由静电力驱动的MEMS来实现可变电容器的可变电容装置。
背景技术
现有技术中，使用变容二极管作为可变电容器。变容二极管是半导体二极管的一种，若施加反向电压则在PN结部形成不存在载流子的耗尽层，其作为与耗尽层的厚度相应的静电容的电容来动作。若改变对变容二极管施加的反向电压的大小，则耗尽层的厚度变化从而静电容变化，因此能使变容二极管作为可变电容器进行动作。其中，变容二极管作为电容的Q小且损耗大，因此在无线通信用电路等要求低损耗的电容的电路中不能使用的情况较多。故而，在无线通信用电路等中，有时利用通过静电力驱动MEMS的可变电容装置来作为低损耗的可变电容器(参照专利文献1、2。)。
图1是说明利用了现有的MEMS的可变电容装置的构成例的图。
可变电容装置101具备可动板102和基板103。可动板102能使用微细加工技术来作为物理性地上下运动的MEMS制作，并经由未图示的弹簧构造与基板103连接。在基板103和可动板102上对置的电极对形成有两组，各电极对构成静电容部105、106。静电容部105通过施加驱动电压而产生驱动电容，且根据驱动电压而确定的静电引力使可动板102向基板103吸引，在静电引力和弹簧构造的弹簧力相平衡的位置上可动板102停止。静电容部106被插入至施加有高频信号的信号线，成为与可动板102的停止位置相应的静电容的可变电容器。这样的构成的可变电容装置101通过使用损耗角正切值小的电介质材料或低电阻的导体材料来优化整体设计，从而能作为低损耗的可变电容器进行利用。
可变电容装置的类型之一，有电容双值切换型。关于电容双值切换型，可动板的停止位置有两处，在一处的停止位置上可变电容器成为大电容，在另一处的停止位置上可变电容器成为小电容。通过将这样的电容双值切换型元件阵列状地连接多个，从而构成为能实质上在某固定范围内以多级来调整可变电容器。故而存在阵列整体大型化、高成本化的缺点。
先行技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2006-210843号公报
专利文献2：日本特开2008-182134号公报
发明的概要
发明要解决的课题
作为能实现小型化、低成本化的可变电容装置的类型，存在电容连续可变型。电容连续可变型根据驱动电压而使可动板连续地位移，且使可变电容器的电容也连续地变化。电容连续可变型在有利于小型化/低成本化的反面，存在如下问题：弹簧构造的加工偏差等直接成为可变电容器的电容特性相对于驱动电压的偏差，以当前的MEMS加工的精度使得该偏差足够小是非常困难的。另外，静电引力不仅通过驱动电容而产生，而且静电引力还通过对可变电容器施加的信号电压而产生，该可变电容器的静电引力使可动板向基板靠近，从而存在使可变电容器比设定增大的现象(自激励)，这也成问题。由于存在这些问题，因此在当前的可变电容装置的探讨中，认为电容双值切换型适合实用。
发明内容
为此，本发明的目的在于，提供一种即使为损耗小且有利于小型化/低成本化的电容连续可变型，也能高精度地实现可变电容器的电容的可变电容装置。
用于解决课题的手段
本发明的可变电容装置具备：基板、可动构造部、驱动电容部、可变电容器部以及驱动电压控制电路。可动构造部经由弹簧构造与基板连接。驱动电容部使基于施加DC电压而生成的驱动电容的静电引力作用于所述可动构造部与所述基板之间。可变电容器部使施加RF信号而生成的静电容根据所述可动构造部与所述基板之间的位置关系而变化。驱动电压控制电路检测根据驱动电容的变化而变化的检测电压，并控制对所述驱动电容部施加的DC电压以使该检测电压接近期望值。
在该构成中，驱动电压控制电路设有基于检测电压来掌握驱动电容部的驱动电容的功能，并控制对驱动电容部施加的DC电压以使检测电压接近期望值。由此，提高可动构造部与基板之间的位置关系以及驱动电容的设定精度，进而提高可变电容器部的电容精度。即，即使存在每个产品的弹簧力的偏差、或自激励所带来的可动构造部与基板之间的位置关系的变动，驱动电压控制电路也自动地控制对驱动电容部施加的DC电压以校正偏差或变动，从而提高可变电容器部的电容精度。
本发明的驱动电压控制电路具备直流源和交流源，优选基于从流过驱动电容部的AC电流变换来的变换电压来生成检测电压。直流源用于对驱动电容部施加DC电压，交流源用于对DC电压叠加电容检测用的AC电压。
在该构成中，由于对由直流源输出的DC电压进行控制，因此难以根据DC电压来掌握驱动电容。于是，通过使由交流源输出的电容检测用的AC电压输出为恒定，能根据基于流过驱动电容部的AC电流的检测电压来掌握驱动电容。
优选地，本发明的驱动电压控制电路还具备已知的电容值的参考电容，并基于流过参考电容的AC电流和流过驱动电容部的AC电流来生成检测电压。此外，可以将由参考电容以及电阻构成的串联电路、与由驱动电容部以及电阻构成的串联电路并联地连接，并基于各串联电路中的连接点的电压差分来生成检测电压，可以将所述参考电容与所述驱动电容部串联地连接，并基于连接点的电压来生成检测电压。
在并联连接的情况下，需要构成差分电路从而电路构成复杂化，但各电压中的同相分量相互抵消，从而仅取出与驱动电容和参考电容之间的差分相应的电压容易。因此，能进一步提高可变电容器部的电容精度。另一方面，在串联连接的情况下，能简化电路构成。
优选地，本发明的驱动电压控制电路在检测电压中的由驱动电容部引起的电压降的量成为最大的定时对检测电压进行采样。
例如，在与驱动电容串联的电阻充分小、且为了检测电压而并联地连接的电路的阻抗充分大的情况下，检测电压中的因电容分量而引起的电压降的量中，相对于以电容检测用的AC电压为基准的相位，会产生90°的相位偏差。另一方面，检测电压中的因电阻分量而引起的电压降的量中，不产生相位偏差。因此，若在以电容检测用的AC电压为基准的相位变为0°或180°的定时对检测电压进行检波，则能消除因电阻分量而引起的电压降的量，并能在因电容分量而引起的电压降的量为最大的定时对检测电压进行采样。由此，进一步提高了可变电容器部的电容精度。此外，检测电压的采样值与外部输入电压比较，使由直流源输出的DC电压增减即可。
本发明的可动构造部既可以是导体，也可以是绝缘体。若可动构造部是导体，则不需要在可动构造部中再次形成电极(导体膜)，因此制造容易。若可动构造部是绝缘体，则需要在可动构造部中再次形成电极，因此制造复杂，但由于能将可变电容器部与驱动电容部电分离，因此与可变电容器连接的周边电路的设计变得容易。此外，在为导体的情况下，在掺入有高浓度的杂质的单晶低阻硅中，若其体积电阻率为0.01Ωcm以下，则能使损耗小，因此优选。在为绝缘体的情况下，在单晶硅中，若其体积电阻率为10kΩcm以上，则能使可变电容器部与驱动电容部的电分离变强，因此优选。由于单晶硅能使用利用了RIE或碱性溶液的各向异性蚀刻等高精度微细加工，因此能实现抑制了偏差的生产。另外，若将基板设为玻璃，则能使用可靠性高的阳极接合来接合硅的可动构造部，从而更优选。
优选地，将本发明的驱动电容部设为施加DC电压至电极对的构成，且将可变电容器部设为串联连接多组电极对并施加AC电压至其两端的构成。
发明效果
根据本发明，驱动电压控制电路设有基于检测电压来掌握驱动电容部的驱动电容的功能，并控制对驱动电容部施加的DC电压以使检测电压接近期望值。由此，提高了可动构造部与基板之间的位置关系以及驱动电容的设定精度，进而提高了可变电容器部的电容精度。即，即使存在每个产品的弹簧力的偏差、或自激励所带来的可动构造部与基板之间的位置关系的变动，驱动电压控制电路也能自动地控制对驱动电容部施加的DC电压以校正偏差或变动，从而能提高可变电容器部的电容精度。
附图说明
图1是说明现有的可变电容装置的构成例的图。
图2是说明本发明的第1实施方式所涉及的可变电容装置的构成例的图。
图3是说明图2的可变电容装置的驱动电压控制电路的图。
图4是说明本发明的第2实施方式所涉及的可变电容装置的驱动电压控制电路的图。
图5是说明本发明的第3实施方式所涉及的可变电容装置的构成例的图。
具体实施方式
《第1实施方式》
针对本发明的第1实施方式所涉及的可变电容装置的构成例进行说明。
图2(A)是可变电容装置1的俯视图。图2(B)是可变电容装置1的侧视截面图。
可变电容装置1具备：基板2、下驱动电极3A，3B，4、电介质膜5、梁部6、垫电极7，8A，8B，9A，9B、电阻图案9C，9D、以及驱动电压控制电路11。基板2由矩形玻璃基板构成。梁部6俯视下为矩形平板状，侧视下为L字状，成为将图中右侧的端部与基板2接合的支撑部，是以与基板2分离的状态来支撑主要部分的悬臂梁构造(弹簧构造)的可动构造部。该梁部6由电阻率0.01Ωcm以下的低电阻Si基板(导电性材料)构成，并使用P(磷)、As(砷)、B(硼)等来作为掺杂剂。
下驱动电极3A，3B分别以L字状形成于基板2的上表面，并沿梁部6的轴方向(图中横向)具有长条的线状的端部。下驱动电极4以“コ”字状形成于基板2的上表面，并配置为沿梁部6的轴方向(图中横向)以长条的线状的两端部夹入下驱动电极3A，3B的两侧。电介质膜5是矩形形状且厚度为200nm左右的五氧化钽，按照覆盖下驱动电极3A，3B的端部和下驱动电极4的两端部的方式层叠于基板2。下驱动电极3A经由垫电极8A与RF信号的输入端子(或输出端子)连接，下驱动电极3B经由垫电极8B与RF信号的输出端子(或输入端子)连接。下驱动电极4经由垫电极9A以及电阻图案9C与DC电压输入端连接。梁部6经由垫电极7、9B以及电阻图案9D与接地连接。电阻图案9C，9D是厚度5nm左右的氧化钛薄膜，且设计为具有200kΩ左右的电阻。
下驱动电极4的两端部隔着电介质膜5与梁部6对置来构成本发明的驱动电容部(C1)。若从驱动电压控制电路11施加DC电压，则驱动电容部在下驱动电极4的两端部与梁部6之间生成驱动电容C1。驱动电容C1通过静电引力使梁部6变形，使梁部6从前端与电介质膜5接触。DC电压越高，接触面积变得越大。
下驱动电极3A，3B隔着电介质膜5与梁部6对置来构成本发明的可变电容器部(C2)。可变电容器部在处理数百MHz～数GHz的射频的电路中使用，生成根据梁部6与电介质膜5之间的接触面积而变化的可变电容C2。由于存在高频信号从可变电容器部经由梁部6而泄露至驱动电压控制电路11或接地的风险，因此在此以对泄漏高频信号进行隔阻为目的而形成了电阻图案9C，9D。
此外，驱动电容部(C1)的构造是在电极对(下驱动电极4和梁部6)之间直接施加信号(电压)的构造(以下，将该构造称为MIM构造)。另外，可变电容器部(C2)的构造是将2组的电极对(下驱动电极3A和梁部6、下驱动电极3B和梁部6)串联连接来施加信号(电压)的构造(以下，将该构造称为MIMIM构造)。MIMIM构造与MIM构造相比，单位面积的静电引力小至约1/4，从而对抑制因自激励而带来的梁部6的变形有利。另一方面，MIM构造与MIMIM构造相比，单位面积的静电引力大，从而对电极面积的减少有利。因此，优选地，需要大静电引力的驱动电容部(C1)采用MIM构造，需要抑制静电引力的可变电容器部(C2)采用MIMIM构造。此外，驱动电容部(C1)以及可变电容器部(C2)可以分别采用MIM构造、MIMIM构造的任一种构造。
图3是说明驱动电压控制电路11的电路构成的图。驱动电压控制电路11具备：驱动电压产生电路12、电容检测用交流信号源13、放大电路14、整流电路15、以及比较器16。驱动电压产生电路12是本发明的直流源，将DC电压输出至隔交流用的电阻R1(约100kΩ)。电容检测用交流信号源13是本发明的交流源，将约10MHz的电容检测用AC信号输出至隔直流用的电容器C3(约100pF)。在电阻R1的输出端连接有电容器C3的输出端，对DC电压叠加电容检测用AC信号。将该叠加信号输入至由直流旁通用的电阻R2、以及参考电容C4构成的并联电路。将可变电容装置1的驱动电容C1与该并联电路的输出端连接，构成了由电阻R2、参考电容C4、以及驱动电容C1构成的电容电路。
将叠加信号中的DC分量经由直流旁通用的电阻R2而施加至驱动电容C1，并通过静电引力使可变电容装置1中的梁部6变形。叠加信号中的AC分量通过参考电容C4和驱动电容C1来进行电压分配，并作为与两者的电容比相应的振幅而从参考电容C4与驱动电容C1之间的连接点输出至隔直流用的电容C5。
在隔直流用的电容C5的输出端连接放大电路14，放大电路14对来自电容电路中的电压分配点的AC输出的电压电平进行放大并设为本发明的检测电压。虽在图中未明示，但在放大电路14的输入部设有输入阻抗非常高的电压跟随器，使成为将电容电路的AC输出仅通过参考电容C4和驱动电容C1进行电压分配而得到的电压电平。由放大电路14放大后的检测电压在整流电路15中进行整流。若将放大电路14的放大率、或参考电容C4、电容检测用交流信号源13的电压电平为已知，则由整流电路15输出的DC电压成为唯一反映了驱动电容C1的电容的电压电平，驱动电容C1越大，电压电平变得越低。
比较器16不仅被输入用于对驱动电容的设定值进行指示的外部输入电压，还被输入来自整流电路15的输出，来对两者的电压电平进行比较，并将切换为低(LOW)电平或高(HIGH)电平的输出电压进行输出。在检测电压是大于外部输入电压的电压电平的情况下，即，驱动电容C1小于设定值的情况下，比较器16的输出变为高电平，反之，在驱动电容C1大于设定值的情况下，比较器16的输出变为低电平。驱动电压产生电路12使根据比较器16的输出电压而输出的DC电压进行增减。若比较器16的输出电压为高电平，则向着使DC电压上升从而增加驱动电容C1的方向施加调整，若比较器16的输出电压为低电平，则向着使DC电压降低从而降低驱动电容C1的方向施加调整。通过上述的作用，该驱动电压控制电路11将驱动电容C1调整为由外部输入电压所指示的设定值。通过使驱动电容C1等于设定值，来将可变电容装置1中的梁部6的变形调整为与期望的状态相等，将可变电容C2调整为期望值。
《第2实施方式》
接下来，针对本发明的第2实施方式所涉及的可变电容装置的构成例进行说明。此外，本实施方式的可变电容装置是与第1实施方式同样的构造，仅驱动电压控制电路的电路构成不同。
图4是说明本实施方式所涉及的可变电容装置的驱动电压控制电路21的电路构成的图。此外，对与第1实施方式同样的电路构造赋予了相同的符号。
驱动电压控制电路21具备：驱动电压产生电路22、电容检测用交流信号源13、交流分量起效放大电路24、开关电容检波电路25、以及比较器16。驱动电压产生电路22具备：开关电容LPF电路22B、以及电荷泵电路22A，并将DC电压输出至隔交流用的电阻R1。电容检测用交流信号源13将电容检测用AC信号输出至隔直流用的电容C3。在电阻R1的输出端连接有电容器C3的输出端，对DC电压叠加电容检测用AC信号。将该叠加信号输出至由电阻R21，R22、参考电容C24(约10pF)、以及驱动电容C1构成的桥电路(电容电路)。在桥电路中的叠加信号的输入端并联地连接有电阻R21和R22。在电阻R21连接有驱动电容C1，在电阻R22连接有参考电容C24。将电阻R21和电阻R22设为相同的电阻值。
通过叠加信号而被施加至电阻R21以及驱动电容C1的路径的电压通过电阻R21和驱动电容C1进行电压分配，且将连接点的电压电平经由隔直流用的电容C26输出至交流分量起效放大电路24。通过叠加信号而被施加至电阻R22以及参考电容C24的路径的电压通过电阻R22和参考电容C24进行电压分配，且将连接点的电压电平经由隔直流用的电容C25而输出至交流分量起效放大电路24。该两系统的电压电平的振幅比分别相应于驱动电容C1与参考电容C24的电容比。
交流分量起效放大电路24对所输入的两系统的电压电平的差分信号进行放大并输出。因此，由交流分量起效放大电路24放大后的信号成为与驱动电容C1相应的振幅的检测电压。由交流分量起效放大电路24放大后的检测电压在开关电容检波电路25中进行相位检波。在此，若设与驱动电容C1串联的电阻R21为充分小的电阻值、且交流分量起效放大电路24的输入阻抗充分大，则在开关电容检波电路25中，以与电容检测用交流信号源13的相位0°同步的定时脉冲、或与相位180°同步的定时脉冲来对由交流分量起效放大电路24放大后的检测电压进行采样。开关电容检波电路25基于所采样的电压来将电荷蓄积至内部电容器，并输出与其电荷量相应的AC输出。关于由交流分量起效放大电路24放大后的检测电压，因桥电路中的电阻分量而带来的电压降的量、与因电容分量而带来的电压降的量伴随90°相位偏差而变动，因此通过以上述定时脉冲进行相位检波，能消除桥电路中的电阻分量的影响，从而能高精度地对驱动电容进行响应来取得AC输出。
比较器16不仅被输入用于对驱动电容的设定值进行指示的外部输入电压，还被输入开关电容检波电路25的输出，并通过两者的比较来输出在低电平和高电平间切换的输出电压。在开关电容检波电路25的AC输出大于外部输入电压的情况下，即，驱动电容小于设定值的情况下，比较器16的输出变为高电平，反之，在驱动电容大于设定值的情况下，比较器16的输出变为低电平。
驱动电压产生电路22的电荷泵电路22A根据比较器16的输出电平来增减到内部电容的蓄电量，从而增减输出电压电平。驱动电压产生电路22的开关电容LPF电路22B将从电荷泵电路22A的输出电压电平中去除了一定程度的频率分量而得到的DC电压进行输出。因此，若比较器16的输出电压电平为高电平，则向着DC电压上升从而使驱动电容C1增加的方向施加调整，若比较器16的输出电压电平为低电平，则向着DC电压降低从而使驱动电容C1降低的方向施加调整。通过上述的作用，该驱动电压控制电路21将驱动电容C1调整为外部输入电压所指示的设定值。通过使驱动电容C1等于设定值，来将可变电容装置中的梁部的变形调整为与期望的状态相等，将可变电容器C2调整为期望值。
《第3实施方式》
接下来，针对本发明的第3实施方式所涉及的可变电容装置的构成例进行说明。此外，本实施方式的驱动电压控制电路的电路构成与第1实施方式相同，仅驱动电容部以及可变电容器部的构成不同。此外，对与上述的构成同样的构成赋予相同的符号，并省略说明。
图5(A)是可变电容装置31的俯视图。图5(B)是可变电容装置31的侧视截面图。图5(C)是可变电容装置31的正视截面图。
可变电容装置1具备：基板2、下驱动电极3A，3B，4、上驱动电极33，34A，34B、电介质膜5、梁部36、垫电极7，8A，8B，9A，9B、电阻图案9C，9D、以及驱动电压控制电路11。梁部36由电阻率10kΩcm以上的高电阻Si基板(绝缘性材料)构成。
上驱动电极34A，34B与下驱动电极4的两端部对置地设置，并经由垫电极7，9B以及电阻图案9D与接地连接。上驱动电极33与上驱动电极34A，34B空出间隔地进行设置。
下驱动电极4的两端部隔着电介质膜5与上驱动电极34A，34B对置来构成本发明的驱动电容部(C1)。下驱动电极3A，3B隔着电介质膜5与上驱动电极33对置，来构成本发明的可变电容器部(C2)。通过像这样使上驱动电极33与上驱动电极34A，34B电分离地设置，从而将消除第1实施方式那样地高频信号经由梁部6而泄露至驱动电压控制电路11或接地的风险，对泄漏高频信号进行隔阻的电阻图案9C，9D不再是必须的构成。
符号说明
1，31...可变电容装置
2...基板
3A，3B，4...下驱动电极
5...电介质膜
6，36...梁部
7，8A，8B，9A，9B...垫电极
9C，9D...电阻图案
11，21...驱动电压控制电路
12，22...驱动电压产生电路
13...电容检测用交流信号源
14，24...放大电路
15...整流电路
16...比较器
C1...驱动电容
C2...可变电容器
C4，C24...参考电容
22A...电荷泵电路
22B...开关电容LPF电路
25...开关电容检波电路
33，34A，34B...上驱动电极
Claims (10)
1.一种可变电容装置，具备：
基板；
可动构造部，其经由弹簧构造与所述基板连接；
驱动电容部，其使基于施加DC电压而生成的驱动电容的静电引力作用于所述可动构造部与所述基板之间；
可变电容器部，其使施加RF信号而生成的静电容根据所述可动构造部与所述基板之间的位置关系而变化；和
驱动电压控制电路，其检测根据所述驱动电容的变化而变化的检测电压，并控制对所述驱动电容部施加的DC电压以使该检测电压接近期望值。
2.根据权利要求1所述的可变电容装置，其中，
所述驱动电压控制电路具备：用于对所述驱动电容部施加DC电压的直流源、以及用于对所述DC电压叠加电容检测用的AC电压的交流源，
所述驱动电压控制电路基于从流过所述驱动电容部的AC电流变换来的变换电压，来生成所述检测电压。
3.根据权利要求2所述的可变电容装置，其中，
所述驱动电压控制电路还具备：已知的电容值的参考电容，
所述驱动电压控制电路基于从流过所述参考电容的AC电流变换来的变换电压和从流过所述驱动电容部的AC电流变换来的变换电压，来生成所述检测电压。
4.根据权利要求3所述的可变电容装置，其中，
所述驱动电压控制电路将由所述参考电容以及电阻构成的串联电路、与由所述驱动电容部以及电阻构成的串联电路并联地连接，并基于各串联电路中的连接点的电压差分来生成所述检测电压。
5.根据权利要求3所述的可变电容装置，其中，
所述驱动电压控制电路将所述参考电容与所述驱动电容部串联地连接，并基于连接点的电压来生成所述检测电压。
6.根据权利要求2所述的可变电容装置，其中，
所述驱动电压控制电路在所述检测电压中的由所述驱动电容部引起的电压降的量成为最大的定时对所述检测电压进行采样。
7.根据权利要求6所述的可变电容装置，其中，
所述驱动电压控制电路将所述检测电压的采样值与外部输入电压进行比较，并使由所述直流源输出的DC电压增减。
8.根据权利要求1～7中任一项所述的可变电容装置，其中，
所述可动构造部由导电性材料构成，所述可动构造部和所述驱动电压控制电路经由电阻连接。
9.根据权利要求1～7中任一项所述的可变电容装置，其中，
所述可动构造部由绝缘性材料构成，且在所述可动构造部的表面形成有成为所述驱动电容部或所述可变电容器部的电极。
10.根据权利要求1～7中任一项所述的可变电容装置，其中，
所述驱动电容部是施加DC电压至电极对的构成，
所述可变电容器部是串联连接多组电极对并施加AC电压至其两端的构成。
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