CN102611671B - 一种载波频偏估计方法、装置和系统 - Google Patents

Abstract

本发明实施例提供了一种载波频偏估计方法、装置和系统，其中该方法包括：相关器接收前导序列r_n，与所述相关器本地保存的巴克Barker序列b_n进行相关运算，所述结果为c_n；将所述c_n中每L个点取峰值，其结果记为x_n，所述L为与采样速率相对应的Barker序列的长度；将所述x_n通过至少两个频偏估计装置进行频偏估计，计算出对应的载波频偏估计值，所述频偏估计装置中的延时参数D的取值不同；将所述至少两个频偏估计装置输出的结果输入频偏组合模块，计算出最终的载波频偏估计值。采用本发明实施例所提供的方法可以实现频率估计的精确性，并保证了频偏捕获的范围。

Description

一种载波频偏估计方法、装置和系统

技术领域

本发明涉及通信领域，尤其涉及一种载波频偏估计方法、装置和系统。

背景技术

无线局域网802.11b的帧结构包含前导序列，帧头序列和数据序列这三个部分，由于无线局域网是突发传输信息的，所以接收机必须在前导序列接收期间完成接收机的各种同步，其中载波频率估计是载波同步非常重要的一步。由于无线局域网标准规定了晶振的稳定度应该控制在±25ppm之内，因此可以计算出接收机最大需要具备估计±125KHz载波频率偏差的能力。

无线局域网802.11b需要能够工作在极其恶劣的环境中，比如传输速率为1Mbps模式在0dB信噪比以下就能够稳定可靠地传输，因此载波频率的估计需要在低于0dB信噪比时依然能够保证有很高的精度，同时又必须保证足够的估计范围。

通常无线局域网802.11b会采用延时相关的方法来直接粗略估计出载波频偏，延时相关方法的性能取决于延时的大小，具体地说，延时取得越小，估计的范围会越大，但是估计的精度越差，反之延时取得越大，估计的精度会越高，但是由于相位模糊的问题会导致估计的范围缩小。

发明内容

本发明实施例为解决现有技术中无法兼顾载波频偏估计的精度和频偏获取范围的问题，提供了一种载波频偏估计方法、装置和系统。

一种载波频偏估计方法，包括：

相关器接收前导序列r_n，与所述相关器本地保存的Barker序列b_n进行相关运算，所述结果为c_n；

将所述c_n中每隔L个点取峰值，其结果记为x_n，所述L为与采样速率相对应的Barker序列的长度；

将所述x_n通过至少两个频偏估计装置进行频偏估计，计算出对应的载波频偏估计值，所述频偏估计装置中的延时参数取值不同；

将频偏估计装置输出的结果输入频偏组合模块，计算出最终的载波频偏估计值。

一种载波频偏估计系统，包括：

相关器、峰值提取模块，第一频偏估计模块，第二频偏估计模块，频偏组合模块，其中：

所述相关器，用于接收前导序列r_n，与所述相关器本地保存的Barker序列b_n进行相关运算，所述结果为c_n；

所述峰值提取模块，用于将所述c_n中每隔L个点取峰值，其结果记为x_n，所述L为与采样速率相对应的Barker序列的长度；

所述第一频偏估计模块，用于接收所述x_n，计算出对应的载波频偏估计值；

所述第二频偏估计模块，用于接收所述x_n，计算出对应的载波频偏估计值；

所述频偏组合模块，用于将所述第一频偏估计模块和所述第二频偏估计模块输出的结果输入频偏组合模块，计算出最终的载波频偏估计值，其中，所述频偏估计装置中的延时参数取值不同。

一种频偏估计装置，包括：

延时共轭相乘模块，序列存储模块，判决和补偿模块，累加器，求相位装置，乘积模块；

延时共轭相乘模块，用于将x_n进行延时共轭相乘，并将乘法运算的结果保存在序列存储器中；

序列存储模块，用于将延时共轭相乘模块的结果保存在本地；

判决和补偿模块，用于对保存在序列存储模块中的序列进行判决并补偿其相位；

累加器，用于将所述判决补偿的结果累加求平均值；

求相位装置，用于接收累加器的输入，获得对应的相位值，并调整相位至合理的范围以内；

乘积模块，用于将所述获得的相位值与K_i进行乘积，获得频偏估计装置输出的载波频偏估计值，所述K_i＝F_s/(2πD_i)，F_s为前导符号的频率，D_i表示第i个频偏估计装置的延时参数。

本发明实施例所提供的一种载波频偏估计方法、装置和系统，采用至少两级载波频偏估计的方法，其中至少有一级载波频偏估计可以保证估计的精度，至少有一级载波频偏估计可以保证频偏的获取范围，这样就保证了载波频偏估计结果的准确性和可靠性。

附图说明

图1为本发明实施例中802.11b物理层传输帧结构示意图；

图2为本发明实施例中载波频偏估计系统示意图；

图3为本发明实施例中载波频偏估计装置示意图；

图4为传统方法估计出的残留载波频率偏差示意图；

图5为本发明实施例估计出的残留载波频率偏差示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明实施例所提供的方法和装置进行详细的描述。

首先介绍一下本发明实施例的一个应用领域，无线局域网领域，其中，无线局域网802.11b的帧结构如图1所示,主要包括前导序列,帧头序列和数据序列这三个部分,1Mbps的前导数据经DBPSK编码后Barker扩频传输，随后的帧头数据部分速率可以是1Mbps或者2Mbps，分别经DBPSK或者DQPSK编码后Barker扩频传输，有效数据部分可以以1Mbps,2Mbps,5.5Mbps和11Mbps这四种速率进行传输。

802.11b系统的载波恢复要在前导序列接收期间完成，前导序列分长帧和短帧两种帧格式，长帧持续时间为144微秒，短帧持续时间为72微秒，分别对应144和72个前导比特。前导比特又可以分成同步比特和检测比特，长帧的同步比特为128个连续的1，短帧的同步比特为56个连续的0，检测比特长度为16，长帧和短帧有着不同的检测比特。接收机通过识别检测比特来判断前导序列的结束以及该帧是长帧还是短帧。所有的同步比特经过一个扰码模块消除长串的0和1，然后经过DBPSK调制得到同样长度的前导符号，DBPSK调制表见表1，然后每个前导符号经过长度为11的Barker序列扩频以后进行传输。这样固定1Mbps的前导数据经过Barker序列扩频以后就得到了11Mbps的前导序列。

表1:DBPSK调制表

输入比特	0	1
			相位变化	0	π

接收机需要利用Barker序列良好的自相关性来获得解扩增益从而可以在信号及其微弱时依然能够找到定时同步位置，由于Barker码包含11个码片，因此基带速率下Barker码相关器每隔11个点就会输出一个峰值，这些峰值的相位变化就是由于载波频率偏差所引起的，于是将这些峰值的相位进行差分运算就可以估计出载波频率偏差。

实施例一：

本发明实施例提供了一种载波频率的计算方法，包括：

101、相关器接收前导序列r_n，与所述相关器本地保存的Barker序列b_n进行相关运算，计算结果为c_n；

在本发明实施例中，接收的前导序列既可以是基带信号也可以是过采样信号，相关序列c_n峰值之间间隔的样点数跟采样速率有关，但是不管怎样，每个前导符号的传输速率F_s＝1MHz是固定的，也就是说相关序列c_n的峰值以1MHz速率重复出现，所以峰值位置对应的采样间隔为T_s＝1/F_s，接收到的前导序列表示为r_n，本地Barker序列表示为b_n，Barker码相关运算可表示为其中L是与采样速率相对应的Barker序列的长度，原始Barker序列的长度固定是11，当采样速率等于基带速率即11M时，L的长度取值正好是11；当采样速率为基带速率的2倍即22M时，可以将原始的Barker序列插一倍零，此时L的长度取值为22，依次推算。

103、将所述c_n中每L个点取峰值，其结果记为x_n，所述L为与采样速率相对应的Barker序列的长度；

105、将所述x_n通过至少两个频偏估计装置进行频偏估计，计算出对应的载波频偏估计值，所述频偏估计装置中的延时参数D的取值不同；

在本发明实施例中，对于每一个频偏估计装置，输入的序列x_n与延时D个样值后的序列共轭相乘,得到的新序列y_n可以看成是被一个BPSK序列q_n调制了的含有载波频偏信息的序列,见公式(1)，

$\begin{array}{c}{s}_n=S_n*e^{j(2\mathrm{\πn}{f}_{\mathrm{\Δ}}{T}_s+\mathrm{\θ})}\\ x_n=s_{n+D}*e^{j(2\mathrm{\π}(n+D)f_{\mathrm{\Δ}}{T}_s+\mathrm{\θ})}\\ y_n=x_{n+D}{\stackrel{\‾}{x}}_n=q_n*e^{\left(j2\mathrm{\πD}{f}_{\mathrm{\Δ}}{T}_s\right)}\end{array}---\left(1\right)$

其中，x_n+D为延时D个点后的峰值序列，s_n为发送的前导数据符号，称为调制序列，在802.11b系统中取值为+1或者-1，f_Δ为载波频偏,θ为载波相位，T_s＝1/F_s为采样间隔，F_s＝1MHz是前导符号的传输速率。

由公式(1)不难看出,如果能够获得调制序列_qn的补偿序列,那么就可以估计出载波频率偏差,见公式(2)

$z_n=y_n{\hat{q}}_n=q_n{\hat{q}}_n*e^{\left(j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}{T}_s\right)}---\left(2\right)$

f_Δ＝angle(z_n)*F_s/(2πD)

其中angle(·)函数表示求相位运算，其中求相位装置即可采用该函数进行求相位运算。

如果调制序列q_n中每个元素的绝对相位可以准确得以补偿，即序列与q_n序列相乘以后的序列是一个正实数序列，那么z_n就是一个完全只含有频偏信息的序列,其相位取值范围可以是(-π,π)，对应载波频偏的捕获范围为由于相位上有2π的模糊对应到频率上的频率模糊就是

但是对于802.11b系统来说,调制序列q_n不能被准确估计出来,只是知道其取值只可能是+1或者-1,在这种情形下，只能补偿调制序列q_n中各元素之间的相对相位，此时经过序列补偿之后的序列z_n上会含有公共乘性因子+1或者-1,那么z_n序列的相位应调整至合理的范围，即取值范围就必须限制在(-π/2,π/2)以内,超出这个范围的相位需要通过加减π操作使其落入这个范围中，这样载波频偏的捕获范围缩小为此时由于相位上π的模糊对应到频率上的频率模糊就是

对于802.11b系统来说，延时参数D取不同数值时载波频偏的估计范围和频率模糊值如下表2所示:

表2

由表2不难看出，延时参数D决定了载波频偏的最大捕获范围,同时也决定着载波频偏的估计精度。如图2所示，本发明实施例提出选择使用一系列不同的延时参数D来同时兼顾捕获范围和估计精度。

在一系列频偏估计模块1到N中，每个模块拥有不同的延时参数，记频偏估计模块i的延时参数是D_i(i＝1,2,...,N),不失一般性，假设频偏估计模块的延时参数不断递增，即有D₁＜D₂＜D_N。

每个频偏估计模块根据各自设置的延时参数计D_i(i＝1,2,...,N)算出对应的载波频偏估计值，载波频偏估计模块i的结构图如图3所示，具体包括以下四个步骤:

S1、将x_n进行延时共轭相乘，并将乘法运算后的结果y_n保存在序列存储器中；

S2、对保存在序列存储器中的序列进行判决并补偿其相位；

记序列y_n的实部和虚部分别为I_n和Q_n，分别统计序列I_n和Q_n的能量得到和选择能量较大的那个分量进行符号判决，于是得到判决出来的调制序列为 ${\hat{q}}_n=\left\{\begin{array}{cc}\mathrm{sign}\left(I_n\right)& \mathrm{if}\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{\left|I_n\right|}^2>\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{\left|Q_n\right|}^2\\ \mathrm{sign}\left(Q_n\right)& \mathrm{if}\underset{n}{\mathrm{\Σ}{\left|I_n\right|}^2\≤{\left|Q_n\right|}^2}\end{array}\right.,$ 其中sign(·)表示取符号操作；

序列y_n与判决结果　q_n进行序列相乘之后就得到了补偿之后的序列；

S3、将所述判决补偿的序列累加求平均值，并将结果输出给求相位装置，计算出相位以后通过加减π操作调整相位至(-π/2,π/2)范围内；

S4、将所述相位与K_i进行乘积，获得对应频偏估计装置输出的载波频偏估计值，所述K_i＝F_s/(2πD_i)，F_s为前导符号的速率，D_i表示第i个频偏估计装置的延时参数。

107、将至少两个频偏估计装置输出的结果输入频偏组合模块，计算出最终的载波频偏估计值，具体包括：

如果所述频偏估计装置为N个，第N个频偏估计装置的延时参数比第N-1个频偏估计装置的延时参数大，则

第N个频偏估计模块输出的载波频偏估计值记为F_N，第N-1个频偏估计模块输出的载波频偏估计值记为F_N-1，第N个频偏估计模块的频率模糊值记为F_M,N,则

Idx＝round((F_N-1-F_N)/F_M,_N)，其中round(·)表示四舍五入；

则计算出的载波频偏估计值F＝F_N+Idx*F_M,N，

如果没有其他的频偏估计模块，则F即为最终的载波频偏估计值；

如果还有第N-2个频偏估计模块，则将F当成精确校正后的第N-1个频偏估计模块的估计值F_N-1，再与第N-2个载波频偏估计值F_N-2按照上述方法进行计算，一直进行下去直到延时最小的那一级为止，得到的频偏估计值F即为最终的频偏估计值。

在本发明实施例中，频偏组合模块根据前面多个频偏估计模块给出的结果计算出最佳的载波频偏估计值。对于延时参数D_i(i＝1,2,...,N)，由于相位模糊的存在导致的频率模糊为不难看出，越大的Di频率模糊越严重，所以频率估计的范围越小，但是频率估计的精度会越高，因此从精度最高也就是延时最大的那一级开始，不断加减对应本级的频率模糊数值，然后选择其中与上一级的估计结果最为接近的那个作为实际结果，不断进行这个过程直到延时最小的那一级，最后得到的估计出来的频率就是本发明的结果。

本发明实施例所提供的一种载波频偏估计方法，采用至少两级载波频偏估计的方法，其中至少有一级载波频偏估计可以保证估计的精度，至少有一级载波频偏估计可以保证频偏的获取范围，这样就保证了载波频偏估计结果的准确性和可靠性。

实施例二：

在本发明实施例中，采用了两个频偏估计装置，即选择两级频偏估计方法，具体的：

第一级的延时参数D选择为1，这样可以保证频偏的捕获范围，第二级的延时参数D选择为20，可以提高频偏估计的精度。

当第一级频偏估计模块的延时选择为1时，由于802.11b系统最大需要支持的频率偏差为±125KHz，可以计算出相邻的两个相关峰值x_n+1和x_n之间相位最多相差45度，因此y_n序列实部的能量一定大于虚部的能量，因此可以直接用y_n的实部来进行调制序列的判决从而估计出BPSK调制序列,其中real(·)表示取实部操作,sign(·)表示取符号操作。将经过调制序列补偿得到的新序列z_n累加平均降低噪声的影响,最后对其取相位得到载波频率偏差,见公式(2),计算出来的结果记为f_cKHz。

第二级频偏估计模块的延时选择为20时，根据表1知道，最多只能估计±12.5KHz范围的频率偏差并且频率模糊是25KHz，由于最大需要支持的频率偏差为±125KHz，所以频率模糊的问题一定是存在的。选择延时相关之后实部和虚部能量较大的那个分量进行调制序列的判决并进行相位补偿，补偿之后进行累加取平均，然后求出相位，并通过加减π操作调整相位至(-π/2,π/2)范围内，即可得到估计出来的载波频率偏差，记为f_FKHz,于是可以知道实际频率偏差是(f_F+25*Idx)KHz中的一个(其中Idx是整数)。

具体的，Idx取(f_F+25*Idx)KHz与f_cKHz最接近时的整数值。

那么，在本发明实施例中，最终输出的载波频偏估计值即为(f_F+25*Idx)KHz。

对调制序列判决的具体方法有很多，本实施例采用的方法描述如下

记序列y_n的实部和虚部分别为I_n和Q_n，分别统计序列I_n和Q_n的能量得到和选择能量较大的那个分量进行符号判决，于是得到判决出来的调制序列为 ${\hat{q}}_n=\left\{\begin{array}{cc}\mathrm{sign}\left(I_n\right)& \mathrm{if}\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{\left|I_n\right|}^2>\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{\left|Q_n\right|}^2\\ \mathrm{sign}\left(Q_n\right)& \mathrm{if}\underset{n}{\mathrm{\Σ}{\left|I_n\right|}^2\≤{\left|Q_n\right|}^2}\end{array}\right.,$ 其中sign(·)表示取符号操作。

事实上，如果采用更多级进行估计且合理设置每一级的延时参数，估计精度还可以进一步得到提高，如根据需要可以采用三级或者三级以上的频偏估计，可以根据需要选择每一级的延时参数D，不同的延时参数对于估计的精确性和捕获范围是不一样的。

在接收信噪比为0dB的时候，利用全部的前导序列来进行估计，残留的载波频偏由图4和图5给出，图4表示采用传统方法进行估计得到的残留载波频偏结果，不难看出，残留的载波频偏大于10KHz。本实施例方法的估计结果在保证捕获范围的同时也保证了捕获精度，见图5所示，最大的残留频偏小于500Hz，也就是说，估计精度可以提高20倍以上。

实施例三：

本发明实施例还提供了一种载波频偏估计系统，包括：

相关器301、峰值提取模块302，第一频偏估计模块303，第二频偏估计模块304和频偏组合模块305，其中：

相关器301，用于接收前导序列r_n，与所述相关器本地保存的Barker序列b_n进行相关运算，所述结果为c_n；

峰值提取模块302，用于将所述c_n中每L个点取峰值，其结果记为x_n，所述L为与采样速率相对应的Barker序列的长度；

第一频偏估计模块303，用于接收x_n，计算出对应的载波频偏估计值；

第二频偏估计模块304，用于接收x_n，计算出对应的载波频偏估计值；

频偏组合模块305，用于将第一频偏估计模块303和第二频偏估计模块304输出的结果输入频偏组合模块，计算出最终的载波频偏估计值，其中，所述频偏估计装置中的延时参数取值不同。

在本发明实施例中，所述第一频偏估计模块303和第二频偏估计模块304的功能相同，具体用于：将x_n进行延时共轭相乘，并将相乘之后的结果保存在序列存储器中，对保存在序列存储器中的序列进行判决并补偿；将所述判决补偿的结果累加求平均值，并将所述平均值输出给求相位装置，获得对应的相位；将所述相位与K_i进行乘积，获得对应频偏估计装置输出的载波频偏估计值，所述K_i＝F_s/(2πD_i)，F_s为前导符号的速率，D_i表示第i个频偏估计装置的延时参数。

实施例四

本发明实施例提供了一种频偏估计装置，包括：

延时共轭相乘模块401,序列存储模块402、判决和补偿模块403，累加器404，求相位装置405，乘积模块406；其中

延时共轭模块401，用于将x_n进行延时共轭相乘，并将乘法运算的结果保存在序列存储器中；

序列存储模块402，用于接收延时共轭模块401相乘的结果，并保存在本地；

判决和补偿模块403，用于对保存在序列存储模块402中的序列进行判决并补偿其相位；

累加器404，用于将所述判决补偿的结果累加求平均值；

求相位装置405，用于接收累加器的输入，获得对应的相位值，并通过加减π操作调整相位至(-π/2,π/2)范围内；

乘积模块406，用于将所述获得的相位值与K_i进行乘积，获得频偏估计装置输出的载波频偏估计值，所述K_i＝F_s/(2πD_i)，F_s为前导符号的速率，D_i表示第i个频偏估计装置的延时参数。

本发明的装置和系统实施例是和方法实施例完全对应的，因此在装置和系统中未详尽描述的地方可以参照方法实施例中的描述。

以上是本发明实施例一些较佳的实施方式而已，任何人在熟悉本领域技术的前提下，在不背离本发明的精神和不超出本发明涉及的技术范围的前提下，可以对本发明描述的细节作各种补充和修改。本发明的保护范围不限于实施例所列举的范围，本发明的保护范围以权利要求为准。

Claims (4)

1.一种载波频偏估计方法，其特征在于，包括： 

相关器接收前导序列r_n，与所述相关器本地保存的巴克Barker序列b_n进行相关运算，得到结果为c_n； 

将所述c_n中每L个点取峰值，其结果记为x_n，所述L为与采样速率相对应的Barker序列的长度； 

将所述x_n通过至少两个频偏估计装置进行频偏估计，计算出对应的载波频偏估计值，所述频偏估计装置中的延时参数D的取值不同，包括：将所述x_n进行延时共轭相乘，并将乘法运算后的结果y_n保存在序列存储器中，对保存在序列存储器中的序列进行判决并补偿其相位；将所述判决补偿的结果累加求平均值，并将结果输出给求相位装置，计算出相位以后通过加减π操作调整相位至(-π/2,π/2)范围内；将所述相位与K_i进行乘积，获得对应频偏估计装置输出的载波频偏估计值，所述K_i＝F_s/(2πD_i)，F_s为前导符号的速率，D_i表示第i个频偏估计装置的延时参数；其中，对保存在序列存储器中的序列进行判决并补偿其相位，包括：记序列y_n的实部和虚部分别为I_n和Q_n，分别统计序列I_n和Q_n的能量得到和选择能量较大的那个分量进行符号判决，于是得到判决出来的调制序列为其中sign(·)表示取符号操作，y_n是序列x_n与延时D个样值后的序列共轭相乘得到的序列； 

将所述至少两个频偏估计装置输出的结果输入频偏组合模块，计算出最终的载波频偏估计值。 

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，将所述至少两个频偏估计装置输出的结果输入频偏组合模块，计算出最终的载波频偏估计值，包括： 

所述频偏估计装置为N个，第N个频偏估计装置的延时参数比第N-1个频偏估计装置的延时参数大，则 

第N个频偏估计装置输出的载波频偏估计值记为F_N，第N-1个频偏估计装置输出的载波频偏估计值记为F_N-1，第N个频偏估计装置的频率模糊值记为F_M,N,则 

Idx＝round((F_N-1-F_N)/F_M,N)，其中round(·)表示四舍五入； 

则计算出的载波频偏估计值F＝F_N+Idx*F_M,N， 

如果没有其他的频偏估计装置，则F即为最终的载波频偏估计值； 

如果还有第N-2个频偏估计装置，则将F当成精确校正后的第N-1个频偏估计装置的估计值F_N-1，再与第N-2个载波频偏估计值F_N-2按照上述方法进行计算，一直进行下去直到延时最小的那一级为止，得到的频偏估计值F即为最终的频偏估计值。 

3.一种载波频偏估计系统，其特征在于，包括： 

相关器(301)、峰值提取模块(302)，第一频偏估计装置(303)，第二频偏估计装置(304)和频偏组合模块(305)，其中： 

所述相关器(301)，用于接收前导序列r_n，与所述相关器本地保存的Barker序列b_n进行相关运算，得到结果为c_n； 

所述峰值提取模块(302)，用于将所述c_n中每L个点取峰值，其结果记为x_n，所述L为与采样速率相对应的Barker序列的长度；； 

所述第一频偏估计装置(303)，用于接收x_n，计算出对应的载波频偏估计值； 

所述第二频偏估计装置(304)，用于接收x_n，计算出对应的载波频偏估计值； 

所述频偏组合模块(305)，用于将第一频偏估计装置(303)和第二频偏估计装置(304)输出的结果输入频偏组合模块，计算出最终的载波频偏估计值，其中，所述频偏估计装置中的延时参数取值不同； 

其中，所述第一频偏估计装置(303)和第二频偏估计装置(304)，具体用于：将x_n进行延时共轭相乘，并将相乘之后的结果保存在序列存储器中，对保存在序列存储器中的序列进行判决并补偿；将所述判决补偿的结果累加求平均值，并将所述平均值输出给求相位装置，获得对应的相位；将所述相位与K_i进行乘积，获得对应频偏估计装置输出的载波频偏估计值，所述K_i＝F_s/(2πD_i)，F_s为前导符号的速率，D_i表示第i个频偏估计装置的延时参数，其中，对保存在序列存储器中的序列进行判决并补偿，包括：记序列y_n的实部和虚部分别为I_n和Q_n，分别统计序列I_n和Q_n的能量得到和选择能量较大的那个分量进行符号判决，于是得到判决出来的调制序列为其中sign(·)表示取符号操作，y_n是序列x_n与延时D个样值后的序列共轭相乘得到的序列。 

4.一种频偏估计装置，其特征在于，包括： 

延时共轭模块(401),序列存储模块(402)，判决和补偿模块(403)，累加器 (404)，求相位装置(405)和乘积模块(406)； 

所述延时共轭模块(401)，用于将x_n进行延时共轭相乘，并将乘法运算的结果保存在序列存储器中； 

所述序列存储模块(402)，用于接收延时共轭模块(401)相乘的结果，并保存在本地； 

判决和补偿模块(403)，用于对保存在序列存储模块(402)中的序列进行判决并补偿其相位，其中，对保存在序列存储模块(402)中的序列进行判决并补偿其相位，包括：记序列y_n的实部和虚部分别为I_n和Q_n，分别统计序列I_n和Q_n的能量得到和选择能量较大的那个分量进行符号判决，于是得到判决出来的调制序列为 其中sign(·)表示取符号操作，y_n是序列x_n与延时D个样值后的序列共轭相乘得到的序列； 

累加器(404)，用于将所述判决补偿的结果累加求平均值； 

求相位装置(405)，用于接收累加器的输入，获得对应的相位值，并通过加减π操作调整相位至(-π/2,π/2)范围内； 

乘积模块(406)，用于将所述获得的相位值与K_i进行乘积，获得频偏估计装置输出的载波频偏估计值，所述K_i＝F_s/(2πD_i)，F_s为前导符号的速率，D_i表示第i个频偏估计装置的延时参数。