CN102594160A - 二极管钳位型三电平高压矩阵变换器及其调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种二极管钳位型三电平高压矩阵变换器及其调制方法，二极管钳位型三电平高压矩阵变换器采用两个串联的三相双向矩阵整流模块和单个二极管钳位型三电平逆变模块相连所构成的新型高压矩阵变换器。本发明的矩阵变换器具有能量双向流动、正弦输入电流、功率因数可控、结构紧凑、优质的输出电流、无需直流储能环节以及容错能力强等优良特性，特别适于中高压电机驱动和并网型风力发电系统。

Description

二极管钳位型三电平高压矩阵变换器及其调制方法

技术领域

本发明涉及一种二极管钳位型三电平高压矩阵变换器及其调制方法，属于电力电子技术设备领域，适用于高压、大功率应用场合。

背景技术

在世界能源危机的背景下，政府主管部门已经把利用变频器的交流电机调速系统节能列为贯彻国家能源发展方针的重大措施。而传统PWM变频器输入端为三相不可控整流桥，中间需要直流储能的电解电容，有输入端功率因数低、谐波污染严重和能量不能回馈等缺点。近几年来，随着传统PWM变频器的快速普及，它对周边设备所造成的负面影响也日益暴露。因此，人们开始寻求开发环保节能的新型变频装置。而矩阵变换器就是这样一种绿色变频器。相对于传统PWM变频器，矩阵变换器省去了中间直流储能环节，功率因数可控，输入电流正弦(即可彻底消除谐波的危害，能够最大限度的减少电能传输中的线路损耗)，能量可以双向流动，当有再生发电时，矩阵变换器不需要制动电阻或特殊的变换器，可以将电能直接反馈到电网中，从而起到有效节能的作用。

目前，绝大部分矩阵变换器的相关研究主要围绕传统拓扑结构开展，由于器件的物理限制和拓扑结构自身的特点，传统矩阵变换器难以直接适用于中高压大功率应用场合。而我国在电力、冶金、石油、化工、煤炭、造纸等诸多领域广泛使用了高压大功率电机系统，出于节能、电能质量以及生产质量方面的考虑，我们对高压变频器产品存在巨大需求，矩阵变换器作为下一代变频产品的突出代表，有着诸多优越特性，自然不能在中高压应用领域缺席。

对于高压变频器而言，若采用传统的二电平逆变器拓扑结构，需要复杂的IGBT串联技术，而且存在以下几个问题：①因高频导致很高的

和浪涌电压，有可能引起电机转子绕组绝缘击穿；②高频开关产生很高的器件电压应力和很大的开关损耗，使效率降低；③高频开关对附近的通信或其他电子设备产生宽频带的电磁干扰。多电平逆变器技术可克服上述缺点，因此多电平结构成为实现高电压大容量变频器的有效途径。从工业应用的角度来看，多电平逆变器主要有三种类型的拓扑结构：二极管箝位结构、H桥级联结构和悬浮电容结构。其中，二极管箝位结构和H桥级联结构被工业界使用最为广泛。而目前在矩阵变换器领域，适合高压场合的矩阵变换器拓扑主要有J.Change发明的多模矩阵变换器；S.Yong发明的电容钳位多电平矩阵变换器，但由于其含储能电容，和常规矩阵变换器的概念有着较大出入。其中，多模矩阵变换器是一种级联多电平矩阵变换器，它已经在风力发电和电机调速领域获得成功应用，日本安川电机公司也推出了基于该拓扑结构的中压矩阵变换器工业产品。但该拓扑需要大量的功率半导体器件和大量工频变压器，换流控制复杂，容错能力差。基于上述原因，本发明提出一种新的中高压矩阵变换器拓扑。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种二极管钳位型三电平高压矩阵变换器及其调制方法，该二极管钳位型三电平高压矩阵变换器及其调制方法具有输出电压连续可调、输入输出电能质量性能优良、无需储能元件、可实现能量双向流动、结构紧凑、容错性强，成本相对较低等优点。

发明的技术解决方案如下：

一种二极管钳位型三电平高压矩阵变换器，包括三相三绕组变压器、高压整流器、三相二极管钳位型三电平逆变器和控制器；

三相三绕组变压器的每一相具有一套初级绕组和两套完全相同的次级绕组；高压整流器由两个相同的三相矩阵式双向整流器模块串联而成，并形成三个输出端子：P，O和N；该三个输出端子分别与三相二极管钳位型三电平逆变器的直流母线正极、中性点以及直流母线负极相连；

三相二极管钳位型三电平逆变器交流侧的三个输出端为二极管钳位型三电平高压矩阵变换器的输出端；

所述的高压整流器和三相二极管钳位型三电平逆变器均受控于控制器。

每个三相矩阵式双向整流器模块均由6个双向开关构成，每一个双向开关由两个IGBT共发射极反向串联而成，且每个双向开关共用同一路触发脉冲。

三相二极管钳位型三电平逆变器由12个带反向并联二极管的IGBT构成，每4个IGBT串联成一个桥臂(Q₁～Q₄、Q′₁～Q′₄、Q″₁～Q″₄)，上下桥臂各2个，三个桥臂的中点A，B，C作为逆变模块的输出端，每个桥臂上，2个钳位二极管(D₁～D₂、D′₁～D′₂、D″₁～D″₂)两两串联成支桥臂，支桥臂上端连在上主桥臂开关(Q₁ Q₂、Q′₁ Q′₂、Q″₁ Q″₂)之间，下端连在下主桥臂开关(Q₃ Q₄、Q′₃ Q′₄、Q″₃ Q″₄)之间。

三相三绕组变压器的初级绕组侧接有滤波电抗和阻尼电阻，三相三绕组变压器的次级绕组侧接有滤波电容。

一种基于前述的二极管钳位型三电平高压矩阵变换器的调制方法，其特征在于，整流级占空比为 $\left\{\begin{array}{c}{d}_{i1}=m\sin (\mathrm{\π}/6-[\mathrm{\θ}-(n-1)\mathrm{\π}/3\left]\right)\\ d_{i2}=m\sin (\mathrm{\π}/6+[\mathrm{\θ}-(n-1)\mathrm{\π}/3\left]\right)\end{array}\right.,$ m为整流级调制系数，0＜m≤1，d_i1，d_i2为占空比，θ为参考电流矢量角，n为参考电流矢量所在的扇区号，参考电流矢量在扇区I，则n＝1，d_i1为双向开关S₁，S′₁，S₅和S′₅导通占空比，d_i2为双向开关S₁，S′₁，S₆和S′₆导通占空比；如果参考电流矢量在扇区II，则n＝2，d_i1为双向开关S₁，S′₁，S₆和S′₆导通占空比，d_i2为双向开关S₂，S′₂，S₆和S′₆导通占空比；如果参考电流矢量在扇区III，则n＝3，d_i1为双向开关S₂，S′₂，S₆和S′₆导通占空比，d_i2为双向开关S₂，S′₂，S₄和S′₄导通占空比；如果参考电流矢量在扇区IV，则n＝4，d_i1为双向开关S2，S′₂，S₄和S′₄导通占空比，d_i2为双向开关S₃，S′₃，S₄和S′₄导通占空比；如果参考电流矢量在扇区V，则n＝5，d_i1为双向开关S₃，S′₃，S₄和S′₄导通占空比，d_i2为双向开关S₃，S′₃，S₅和S′₅导通占空比；如果参考电流矢量在扇区VI，则n＝6，d_i1为双向开关S₃，S′₃，S₅和S′₅导通占空比，d_i2为双向开关S₁，S′₁，S₅和S′₅导通占空比。

整流级占空比为 $\left\{\begin{array}{c}{d}_{\mathrm{\α}}=d_{i1}/(d_{i1}+d_{i2})\\ d_{\mathrm{\β}}=d_{i2}/(d_{i1}+d_{i2})\end{array}\right.,$ 其中 $\left\{\begin{array}{c}{d}_{i1}=m\sin (\mathrm{\π}/6-[\mathrm{\θ}-(n-1)\mathrm{\π}/3\left]\right)\\ d_{i2}=m\sin (\mathrm{\π}/6+[\mathrm{\θ}-(n-1)\mathrm{\π}/3\left]\right)\end{array}\right.,$ 当参考电流矢量位于扇区I时，d_α为双向开关S₁，S′₁，S₅和S′₅导通、整流器其他所有开关处于关闭时的占空比，对应的直流电压u_dc＝2u_ab；而d_β为双向开关S₁，S′₁，S₆和S′₆导通，整流器其他所有开关处于关闭时的占空比，对应的直流电压为u_dc＝2u_ac，中间直流平均电压为u_dc＝2(u_abd_α+u_acd_β)；

当参考电流矢量位于扇区II，则直流电压u_dc＝2(u_acd_α+u_bcd_β)；当参考电流矢量位于扇区III，直流电压u_dc＝2(u_bcd_α+u_bad_β)；当参考电流矢量位于扇区IV，直流电压u_dc＝2(u_bad_α+u_cad_β)；当参考电流矢量位于扇区V，直流电压u_dc＝2(u_cad_α+u_cbd_β)；当参考电流矢量位于扇区VI，直流电u_dc＝2(u_cbd_α+u_abd_β)。

逆变器(即所述的三相二极管钳位型三电平逆变器)的调制信号为：

${\stackrel{\‾}{u}}_{\mathrm{io}}=2\frac{u_{\mathrm{io}}}{u_{\mathrm{dc}}},i\∈\{A,B,C\};$

其中，归一化前的逆变器调制信号为 $\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{Ao}}=u_A^{*}+u_{\mathrm{no}}\\ u_{\mathrm{Bo}}=u_B^{*}+u_{\mathrm{no}}\\ u_{\mathrm{Co}}=u_C^{*}+u_{\mathrm{no}}\end{array}\right.,$ 其中， $u_{\mathrm{no}}=-\frac{\min \{u_A^{*},u_B^{*},u_C^{*}\}+\max \{u_A^{*},u_B^{*},u_C^{*}\}}{2}$ 为零序信号， $\left\{\begin{array}{c}{u}_A^{*}=U_{\mathrm{om}}\cos \left(\mathrm{\β}\right)\\ u_B^{*}=U_{\mathrm{om}}\cos (\mathrm{\β}-2\mathrm{\π}/3)\\ u_C^{*}=U_{\mathrm{om}}\cos (\mathrm{\β}+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right.$ 为期望的输出电压。

有益效果：

本发明的二极管钳位型三电平高压矩阵变换器采用两个串联的三相双向矩阵整流模块和单个二极管钳位型三电平逆变模块相连所构成的新型高压矩阵变换器。本发明的矩阵变换器具有能量双向流动、正弦输入电流、功率因数可控、结构紧凑、优质的输出电流、无需直流储能环节以及容错能力强等优良特性，特别适于中高压电机驱动和并网型风力发电系统。

本发明所提的高压矩阵变换器的整流级采用了双向开关，因此能量能够双向流动。由于无需中间储能环节，因此结构紧凑，功率体积比和功率重量比高。同时鉴于其具有多电平特征，因此输出电流谐波畸变率更小，并允许在较低的开关频率下运行，尤其适合高压大功率应用场合。该拓扑结构即使在某个整流模块发生开路故障的时候依然能够容错运行，例如高压整流器4上半部分整流模块的某一个或几个开关(假如S₁)出现开路故障，且该故障被及时检测，那么关闭上半部分整流模块所有开关以及逆变器部分的Q₁，Q′₁和Q″₁，构成一个两电平逆变器继续运行，因此，其具一定的容错能力。该结构的高压矩阵变换器的整流级双向开关允许零电流换流，因而控制简单，开关损耗小，系统效率高。基于上述特征，该二极管钳位型三电平高压矩阵变换器是一种性能优良新型高压变频器。

附图说明

图1为二极管钳位型三电平高压矩阵变换器拓扑结构。

图2为三电平矩阵变换器中间直流电压。

图3为图3输入电流矢量。

图4为整流器开关信号示意图(扇区I)。

图5为三电平矩阵变换器逆变端多载波调制示意图。

图6为三电平高压矩阵变换器系统控制框图。

图7为输入电压(相电压)和输入电流波形。

图8为输出电流波形。

图9为输出线电压波形。

具体实施方式

以下将结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细说明：

一种如图1所示的二极管钳位型三电平高压矩阵变换器，其由输入滤波器(包括滤波电抗和阻尼电阻1，滤波电容2)、三相三绕组变压器3、两个相同的三相双向矩阵式整流器模块串联而成的高压整流器4和一个常规三相二极管钳位型三电平逆变器5构成。

输入滤波器为二阶LC低通滤波器，值得注意的是滤波电容应该设置在三相三绕组隔离变压器3的副方，尽可能的与高压整流器4交流输入侧接近，以减轻变压器漏感等对矩阵变换器半导体器件的压力。该LC滤波器一方面滤除来自矩阵变换器的高次谐波，使输入电流达到电网电能质量要求的标准，另一方面，也可以一定程度的阻止来自电网的电压谐波等对矩阵变换器输出电流的影响。其中，滤波电抗只需一套，而滤波电容2需要两套。高压整流器4由两套三相双向矩阵式整流器模块串联而成，串联方式如图1所示，高压整流器4的输出有三个端子：P，O和N。当这两套三相双向矩阵式整流器模块的控制信号完全相同，则有U_PO＝U_ON。高压整流器由双向开关组成，因而功率能双向流动，它由两个矩阵式整流模块串联，因而可在开关器件能承受的安全电压范围内实现整流电压倍增，能为逆变端提供更高的可用直流电压，实现高压逆变。高压整流器4输出端的P，O和N分别和常规三相二极管钳位型三电平逆变器5的直流母线正极，中性点以及直流母线负极相连。输出电压由二极管钳位型三电平逆变器5合成，和常规应用所不同的是其直流母线电压是如图2所示的时变直流电压，常见的调制策略如载波调制和控制矢量调制思想在此依然适用，但需要通过修正调制信号消除时变直流电压对合成输出电压的不利影响。以上为二极管钳位型三电平高压矩阵变换器拓扑相关内容，接下来是与其相关的调制策略。

调制策略包含两个组成部分：整流级调制策略和逆变调制策略。

假定输入电压：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_a=U_{\mathrm{im}}\cos \left({\mathrm{\ω}}_{i}t\right)\\ u_b=U_{\mathrm{im}}\cos ({\mathrm{\ω}}_{i}t-2\mathrm{\π}/3)\\ u_c=U_{\mathrm{im}}\cos ({\mathrm{\ω}}_{i}t+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right.---\left(1\right)$

参考图3，根据电流空间矢量合成原理，整流级占空比有

$\left\{\begin{array}{c}{d}_{i1}=m\sin (\mathrm{\π}/6-[\mathrm{\θ}-(n-1)\mathrm{\π}/3\left]\right)\\ d_{i2}=m\sin (\mathrm{\π}/6+[\mathrm{\θ}-(n-1)\mathrm{\π}/3\left]\right)\end{array}\right.---\left(2\right)$

其中，m为整流级调制系数，d_i1，d_i2为占空比，θ为参考电流矢量角，n为参考电流矢量所在的扇区号，例如图3中的参考电流矢量在扇区I，则n＝1，d_i1为双向开关S₁，S′₁，S₅和S′₅导通占空比，d_i2为双向开关S₁，S′₁，S₆和S′₆导通占空比。如果参考电流矢量在扇区II，则n＝2，d_i1为双向开关S₁，S′₁，S₆和S′₆导通占空比，d_i2为双向开关S₂，S′₂，S₆和S′₆导通占空比。如果参考电流矢量在扇区III，则n＝3，d_i1为双向开关S₂，S′₂，S₆和S′₆导通占空比，d_i2为双向开关S₂，S′₂，S₄和S′₄导通占空比。如果参考电流矢量在扇区IV，则n＝4，d_i1为双向开关S₂，S′₂，S₄和S′₄导通占空比，d_i2为双向开关S₃，S′₃，S₄和S′₄导通占空比。如果参考电流矢量在扇区V，则n＝5，d_i1为双向开关S₃，S′₃，S₄和S′₄导通占空比，d_i2为双向开关S₃，S′₃，S₅和S′₅导通占空比。如果参考电流矢量在扇区VI，则n＝6，d_i1为双向开关S₃，S′₃，S₅和S′₅导通占空比，d_i2为双向开关S₁，S′₁，S₅和S′₅导通占空比。

为了最大化直流利用率，对占空比进行了归一化处理

$\left\{\begin{array}{c}{d}_{\mathrm{\α}}=d_{i1}/(d_{i1}+d_{i2})\\ d_{\mathrm{\β}}=d_{i2}/(d_{i1}+d_{i2})\end{array}\right.---\left(3\right)$

根据图3，当参考电流矢量位于扇区I时，d_α为双向开关S₁，S′₁，S₅和S′₅导通，整流器其他所有开关处于关闭时的占空比，对应的直流电压u_dc＝2u_ab；而d_β为双向开关S₁，S′₁，S₆和S′₆导通，整流器其他所有开关处于关闭时的占空比，对应的直流电压为u_dc＝2u_ac，对应的开关信号如图4所示，因此，中间直流平均电压可表示为

u_dc＝2(u_abd_α+u_acd_β)    (4)

如果当参考电流矢量位于扇区II，则直流电压u_dc＝2(u_acd_α+u_bcd_β)；当参考电流矢量位于扇区III，直流电压u_dc＝2(u_bcd_α+u_bad_β)；当参考电流矢量位于扇区IV，直流电压u_dc＝2(u_bad_α+u_cad_β)；当参考电流矢量位于扇区V，直流电压u_dc＝2(u_cad_α+u_cbd_β)；当参考电流矢量位于扇区VI，直流电u_dc＝2(u_cbd_α+u_abd_β)。

设期望的输出电压

$\left\{\begin{array}{c}{u}_A^{*}=U_{\mathrm{om}}\cos \left(\mathrm{\β}\right)\\ u_B^{*}=U_{\mathrm{om}}\cos (\mathrm{\β}-2\mathrm{\π}/3)\\ u_C^{*}=U_{\mathrm{om}}\cos (\mathrm{\β}+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right.---\left(5\right)$

本发明采用载波调制实现该高压矩阵变换器的逆变调制，通常，载波调制的实施需要选择合适的调制波和载波。首先，根据期望输出电压，逆变器调制信号为

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{Ao}}=u_A^{*}+u_{\mathrm{no}}\\ u_{\mathrm{Bo}}=u_B^{*}+u_{\mathrm{no}}\\ u_{\mathrm{Co}}=u_C^{*}+u_{\mathrm{no}}\end{array}\right.---\left(6\right)$

其中，零序信号满足： $-u_{\mathrm{dc}}/2-\min \{u_A^{*},u_B^{*},u_C^{*}\}\≤u_{\mathrm{no}}\≤u_{\mathrm{dc}}/2-\max \{u_A^{*},u_B^{*},u_C^{*}\},$ 为了简单起见，本发明取

$u_{\mathrm{no}}=-\frac{\min \{u_A^{*},u_B^{*},u_C^{*}\}+\max \{u_A^{*},u_B^{*},u_C^{*}\}}{2}---\left(7\right)$

为了处理简便，对调制信号进行如(8)所示的归一化处理：

${\stackrel{\‾}{u}}_{\mathrm{io}}=2\frac{u_{\mathrm{io}}}{u_{\mathrm{dc}}},i\∈\{A,B,C\}---\left(8\right)$

该矩阵变换器的逆变调制和常规二极管钳位型三电平逆变器的调制策略有所不同，由于矩阵变换器的中间直流电压由电源的两段线电压按一定的组合方式合成，因此，其每一个完整的逆变调制周期由两个子逆变过程共同组成，图5为一典型逆变过程，假设其参考电流矢量位于扇区I，那么前段直流电压为2u_ab，载波周期为d_αT_s；后段直流电压为2u_ac，载波周期为d_βT_s，根据(3)我们知道，d_α，d_β是参考电流矢量角的函数，因此载波周期是时变的，同时，不难发现中间直流电压u_dc也一是时变量。

根据图5可知，实现该矩阵变换器逆变调制的关键是调制信号的求取和变周期载波信号的生成，其中，调制信号已由式(8)求取；变周期载波信号的周期信息由式(3)提供，分别为d_αT_s和d_βT_s，其中T_s为系统调制周期。由于本发明采用了正负相反层叠方式多载波调制技术，因此共有两个载波发生器，用以产生两路相位互差180°的变周期等腰三角形载波信号，其波形如图5所示。它们可由CPLD或现场可编程门阵列(FPGA)中的计数器和比较器等实现。

实施例1：

参考图6对本发明的拓扑结构和控制思路进行说明。图6中主电路包括滤波电抗和阻尼电阻1，滤波电容2，三相三绕组变压器3，高压整流器4，三相二极管钳位型三电平逆变器5和驱动电路8共六部分，控制电路由采样电路6和控制器7组成。滤波电抗和阻尼电阻1的左端a，b，c分别和三相电网的三相相连，其右端和三相三绕组变压器3的原方绕组相连。三相三绕组变压器3的两套副方绕组和滤波电容2并联，再分别与高压整流器4的两套三相矩阵式整流器的交流输入侧相连，其中，两套副方绕组配置完全相同。高压整流器4的三个输出端子：P，O和N又分别与三相二极管钳位型三电平逆变器5的直流母线正极、中性点以及直流母线负极相连。三相二极管钳位型三电平逆变器5的输出端子A，B，C可接各种感性负载。其中，高压整流器4由12个双向开关9组成，而双向开关9又由两个共射极IGBT反向串联而成，并共用同一驱动信号。三相二极管钳位型三电平逆变器5，由12个带反向并联二极管的IGBT构成，每4个IGBT串联成一个桥臂Q₁～Q₄、Q′₁～Q′₄以及Q″₁～Q″₄，每一个桥臂的上下部分各2个，三个桥臂的中点作为逆变模块的输出端。在每个桥臂上，由2个钳位二极管(分别为D₁～D₂、D′₁～D′₂以及D″₁～D″₂对应ABC相的支桥臂)串联构成支桥臂，且与主桥臂中间的两个IGBT并联，即3个支桥臂的上端分别连在上主桥臂开关Q₁ Q₂、Q′₁ Q′₂以及Q″₁ Q″₂之间，下端分别连在下主桥臂开关Q₃ Q₄、Q′₃ Q′₄以及Q″₃ Q″₄之间。

采样电路6负责三相三绕组变压器2副方电压u_a，u_b，u_c的信号调理，控制器7主要由DSP和CPLD组成，其中DSP负责采样、计算等工作，当计算完毕后，将所需信息传递给CPLD，最后由CPLD完成所有调制任务，并将各开关信号传输给驱动电路8从而达到控制各个开关的目的。

在算法方面，其实施步骤为：第一步，采集电压u_a，u_b，u_c，根据功率因数的要求，计算输入电流参考矢量。第二步，根据输入电流参考矢量所在扇区，选择整流器开关组合，并根据式(2)和(3)计算各开关组合的占空比，并计算中间平均直流电压，为后续的逆变调制做好准备。第三步，读取期望输出电压，根据(6)，(7)和(8)，求取归一化调制信号。第四步，由CPLD根据以上各步骤计算所得信息，最终生成该高压矩阵变换器各开关的驱动信号。

案例说明：

在输入电网电压为3300V，变压器原副方变比为1∶1，输出参考电压为5500V/30Hz，输出负载为串联阻感负载，R＝20Ω，L＝50mH，输入滤波器参数为：L_s＝0.6mH，R_s＝3Ω，C_f＝30μF，采样频率和开关频率为10KHz。

在MATLAB/Simulink环境下对系统进行了仿真，图7为输入电压(相电压)和输入电流波形，输入电流正弦，且基本单位功率因数。图8为输出电流波形，由于多电平的特征，电流波形质量很好。图9为输出线电压波形，明显可以看出其输出线电压具有多电平特征。

Claims (7)

1.一种二极管钳位型三电平高压矩阵变换器，其特征在于，包括三相三绕组变压器、高压整流器、三相二极管钳位型三电平逆变器和控制器；

三相三绕组变压器的每一相具有一套初级绕组和两套完全相同的次级绕组；高压整流器由两个相同的三相矩阵式双向整流器模块串联而成，并形成三个输出端子：P，O和N；该三个输出端子分别与三相二极管钳位型三电平逆变器的直流母线正极、中性点以及直流母线负极相连；

三相二极管钳位型三电平逆变器交流侧的三个输出端为二极管钳位型三电平高压矩阵变换器的输出端；

所述的高压整流器和三相二极管钳位型三电平逆变器均受控于控制器。

2.根据权利要求1所述的二极管钳位型三电平高压矩阵变换器，其特征在于，每个三相矩阵式双向整流器模块均由6个双向开关构成，每一个双向开关由两个IGBT共发射极反向串联而成，且每个双向开关共用同一路触发脉冲。

3.根据权利要求2所述的二极管钳位型三电平高压矩阵变换器，其特征在于，

三相二极管钳位型三电平逆变器由12个带反向并联二极管的IGBT构成，每4个IGBT串联成一个桥臂(Q₁～Q₄、Q′₁～Q′₄、Q″₁～Q″₄)，上下桥臂各2个，三个桥臂的中点A，B，C作为逆变模块的输出端，每个桥臂上，2个钳位二极管(D₁～D₂、D′₁～D′₂、D″₁～D″₂)两两串联成支桥臂，支桥臂上端连在上主桥臂开关(Q₁ Q₂、Q′₁ Q′₂、Q″₁ Q″₂)之间，下端连在下主桥臂开关(Q₃ Q₄、Q′₃ Q′₄、Q″₃ Q″₄)之间。

4.根据权利要求1-3任一项所述的二极管钳位型三电平高压矩阵变换器，其特征在于，三相三绕组变压器的初级绕组侧接有滤波电抗和阻尼电阻，三相三绕组变压器的次级绕组侧接有滤波电容。

5.一种基于权利要求3所述的二极管钳位型三电平高压矩阵变换器的调制方法，其特征在于，整流级占空比为 $\left\{\begin{array}{c}{d}_{i1}=m\sin (\mathrm{\π}/6-[\mathrm{\θ}-(n-1)\mathrm{\π}/3\left]\right)\\ d_{i2}=m\sin (\mathrm{\π}/6+[\mathrm{\θ}-(n-1)\mathrm{\π}/3\left]\right)\end{array}\right.,$ m为整流级调制系数，0＜m≤1，d_i1，d_i2为占空比，θ为参考电流矢量角，n为参考电流矢量所在的扇区号，参考电流矢量在扇区I，则n＝1，d_i1为双向开关S₁，S′₁，S₅和S′₅导通占空比，d_i2为双向开关S₁，S′₁，S₆和S′₆导通占空比；如果参考电流矢量在扇区II，则n＝2，d_i1为双向开关S₁，S′₁，S₆和S′₆导通占空比，d_i2为双向开关S₂，S′₂，S₆和S′₆导通占空比；如果参考电流矢量在扇区III，则n＝3，d_i1为双向开关S₂，S′₂，S₆和S′₆导通占空比，d_i2为双向开关S₂，S′₂，S₄和S′₄导通占空比；如果参考电流矢量在扇区IV，则n＝4，d_i1为双向开关S₂，S′₂，S₄和S′₄导通占空比，d_i2为双向开关S₃，S′₃，S₄和S′₄导通占空比；如果参考电流矢量在扇区V，则n＝5，d_i1为双向开关S₂，S′₃，S₄和S′₄导通占空比，d_i2为双向开关S₃，S′₃，S₅和S′₅导通占空比；如果参考电流矢量在扇区VI，则n＝6，d_i1为双向开关S₃，S′₃，S₅和S′₅导通占空比，d_i2为双向开关S₁，S′₁，S₅和S′₅导通占空比。

6.根据权利要求5所述的二极管钳位型三电平高压矩阵法换器的调制方法，其特征在于，整流级占空比为 $\left\{\begin{array}{c}{d}_{\mathrm{\α}}=d_{i1}/(d_{i1}+d_{i2})\\ d_{\mathrm{\β}}=d_{i2}/(d_{i1}+d_{i2})\end{array}\right.,$ 其中 $\left\{\begin{array}{c}{d}_{i1}=m\sin (\mathrm{\π}/6-[\mathrm{\θ}-(n-1)\mathrm{\π}/3\left]\right)\\ d_{i2}=m\sin (\mathrm{\π}/6+[\mathrm{\θ}-(n-1)\mathrm{\π}/3\left]\right)\end{array}\right.,$ 当参考电流矢量位于扇区I时，d_α为双向开关S₁，S′₁，S₅和S′₅导通、整流器其他所有开关处于关闭时的占空比，对应的直流电压u_dc＝2u_ab；而d_β为双向开关S₁，S′₁，S₆和S′₆导通，整流器其他所有开关处于关闭时的占空比，对应的直流电压为u_dc＝2u_ac，中间直流平均电压为

u_dc＝2(u_abd_α+u_acd_β)；

当参考电流矢量位于扇区II，则直流电压u_dc＝2(u_acd_α+u_bcd_β)；当参考电流矢量位于扇区III，直流电压u_dc＝2(u_bcd_α+u_bad_β)；当参考电流矢量位于扇区IV，直流电压u_dc＝2(u_bad_α+u_cad_β)；当参考电流矢量位于扇区V，直流电压u_dc＝2(u_cad_α+u_cbd_β)；当参考电流矢量位于扇区VI，直流电u_dc＝2(u_cbd_α+u_abd_β)。

7.一种基于权利要求5或6所述的二极管钳位型三电平高压矩阵变换器的调制方法，其特征在于，逆变器的调制信号为：

${\stackrel{\‾}{u}}_{\mathrm{io}}=2\frac{u_{\mathrm{io}}}{u_{\mathrm{dc}}},i\∈\{A,B,C\};$

其中，归一化前的逆变器调制信号为 $\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{Ao}}=u_A^{*}+u_{\mathrm{no}}\\ u_{\mathrm{Bo}}=u_B^{*}+u_{\mathrm{no}}\\ u_{\mathrm{Co}}=u_C^{*}+u_{\mathrm{no}}\end{array}\right.,$ 其中， $u_{\mathrm{no}}=-\frac{\min \{u_A^{*},u_B^{*},u_C^{*}\}+\max \{u_A^{*},u_B^{*},u_C^{*}\}}{2}$ 为零序信号， $\left\{\begin{array}{c}{u}_A^{*}=U_{\mathrm{om}}\cos \left(\mathrm{\β}\right)\\ u_B^{*}=U_{\mathrm{om}}\cos (\mathrm{\β}-2\mathrm{\π}/3)\\ u_C^{*}=U_{\mathrm{om}}\cos (\mathrm{\β}+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right.$ 为期望的输出电压。

Images