CN102576936A - 用于减少通信设备中的近场辐射和特殊吸收比率(sar)值的方法 - Google Patents

Abstract

提供用于减少通信设备中的近场辐射和特殊吸收比率(SAR)值的方法。该通信设备包括发送和接收电磁信号的多模式天线结构以及用于处理传送到该天线结构和从其传送的信号的电路。该天线结构包括：可操作地耦合到所述电路的多个天线端口；多个天线元件，每个天线元件可操作地耦合到所述天线端口中的不同的天线端口；以及一个或多个连接元件，其在与耦合到其的天线端口间隔开的每个天线元件上的位置处电气连接所述天线元件，以形成单个辐射结构以及以使得一个天线元件上的电流流向连接的相邻天线元件并大体绕过耦合于所述相邻天线元件的天线端口，流过所述一个天线元件和所述相邻天线元件的电流在幅度上大体相等，以使得在给定期望信号频率范围处由一个天线端口激励的天线模式与由另一天线端口所激励的模式大体电气隔离，且所述天线结构生成不同的天线方向图。该方法包括调整馈送到所述天线结构的相邻天线端口的信号之间的相对相位以使得馈送到所述一个天线端口的信号具有与馈送到所述相邻天线端口的信号不同的相位以提供天线方向图控制并且增加朝向接收点的选定方向上的增益。该方法特征在于使用低于在所述天线结构的非方向图控制操作中使用的发送功率的发送功率以使得所述通信设备获得大体等同的无线链路性能，其中所述接收点使用与所述非方向图控制操作相比减小的发送功率，由此减少所述特殊吸收比率。

Description

用于减少通信设备中的近场辐射和特殊吸收比率(SAR)值的方法

相关申请的交叉引用

本申请是在2010年3月30日提交的题为“Multimode AntennaStructure(多模式天线结构)”的美国专利申请号12/750,196的部分继续申请，而该申请又是2008年4月8日提交的题为“MultimodeAntenna Structure(多模式天线结构)”的美国专利申请号12/099,320(已被公告为美国专利号7,688,273)的继续申请，而该申请又是2007年6月27日提交的题为“Multimode Antenna Structure(多模式天线结构)”的美国专利申请号11/769,565(已被公告为美国专利号7,688,275)的部分继续申请，该申请基于在2007年4月20日提交的题为“Multimode Antenna Structure(多模式天线结构)”的美国临时专利申请号60/925,394和在2007年5月8日提交的标题也为“Multimode Antenna Structure(多模式天线结构)”的美国临时专利申请号60/916,655。本申请还基于2009年5月26日提交的标题也为“Multimode Antenna Structure(多模式天线结构)”的美国临时专利申请号61/181,176。上面标识的申请中的每个申请通过援引并入本文。

背景技术

本发明大体涉及无线通信设备，尤其涉及用于减小这些设备中的近场辐射和特殊吸收比率(SAR)值的方法。

许多通信设备具有多个靠近在一起(例如，相距小于波长的1/4)封装并且能同时在相同频带内工作的天线。这些通信设备的常见示例包括便携式通信产品，诸如蜂窝手机、个人数字助理(PDA)、以及无线联网设备或用于个人计算机(PC)的数据卡。许多系统架构(诸如多入多出(MIMO))和用于移动无线通信设备的标准协议(诸如用于无线LAN的802.11n、以及3G数据通信，诸如802.16e(WiMAX)、HSDPA和1xEVDO)需要多个天线同时工作。

发明内容

根据一个或多个实施例，提供一种用于减小通信设备中的近场辐射和特殊吸收比率(SAR)值的方法。该通信设备包括发送和接收电磁信号的多模式天线结构以及用于处理往来于天线结构传递的信号的电路。该天线结构包括：可操作地耦合到所述电路的多个天线端口；多个天线元件，每个天线元件可操作地耦合到所述天线端口中的不同的天线端口；以及一个或多个连接元件，该一个或多个连接元件在与耦合到其的天线端口间隔开的每个天线元件上的位置处电气连接所述天线元件的，以形成单个辐射结构以及使得一个天线元件上的电流流向连接的相邻天线元件并大体绕过耦合于所述相邻天线元件的天线端口，流过所述一个天线元件和所述相邻天线元件的电流在幅度上大体相等，以使得在给定期望信号频率范围处由一个天线端口激励的天线模式与由另一天线端口所激励的模式基本上电气隔离，且所述天线结构生成不同的天线方向图。该方法包括调整馈送到所述天线结构的相邻天线端口的信号之间的相对相位以使得馈送到所述一个天线端口的信号具有与馈送到所述相邻天线端口的信号不同的相位以提供天线方向图控制并且增加朝向接收点的选定方向上的增益。该方法特征在于使用低于在天线结构的非方向图(non-pattern)控制操作中使用的发送功率的发送功率以使得所述通信设备获得大体等同的无线链路性能，其中所述接收点使用与所述非方向图控制操作相比减小的发送功率，由此减少所述特殊吸收比率。

根据一个或多个进一步实施例，提供一种用于减小通信设备中的近场辐射和特殊吸收比率(SAR)值的方法。该通信设备包括发送和接收电磁信号的天线阵列以及用于处理往来于所述天线阵列传递的信号的电路。该天线阵列包括多个辐射元件，每个辐射元件具有可操作地耦合到该电路的天线端口。该方法包括调整馈送到所述天线阵列的所述天线端口的信号之间的相对相位以使得馈送到一个天线端口的信号具有与馈送到另一天线端口的信号不同的相位以提供天线方向图控制并且增加朝向接收点的选定方向上的增益。该方法特征在于使用低于在天线阵列的非方向图控制操作中使用的发送功率的发送功率以使得所述通信设备获得大体等同的无线链路性能，其中所述接收点使用与所述非方向图控制操作相比减小的发送功率，由此减少所述特殊吸收比率。

附图说明

图1A示出了具有两个平行的偶极天线(dipole)的天线结构。

图1B示出了激励图1A的天线结构中的一个偶极天线所产生的电流。

图1C示出了与图1A的天线结构相对应的模型。

图1D是示出图1C的天线结构的散射参数的图。

图1E是示出图1C的天线结构的电流比的图。

图1F是示出图1C的天线结构的增益方向图(gain pattern)的图。

图1G是示出图1C的天线结构的包络相关性的图。

图2A示出了根据本发明的一个或多个实施例的具有由连接元件连接的两个平行的偶极天线的天线结构。

图2B示出了与图2A的天线结构相对应的模型。

图2C是示出图2B的天线结构的散射参数的图。

图2D是示出图2B的天线结构的散射参数的图，其中在两个端口处具有集总元件的阻抗匹配。

图2E是示出图2B的天线结构的电流比的图。

图2F是示出图2B的天线结构的增益方向图的图。

图2G是示出图2B的天线结构的包络相关性的图。

图3A示出了根据本发明的一个或多个实施例的具有由迂回连接元件连接的两个平行的偶极天线的天线结构。

图3B是示出图3A的天线结构的散射参数的图。

图3C是示出图3A的天线结构的电流比的图。

图3D是示出图3A的天线结构的增益方向图的图。

图3E是示出图3A的天线结构的包络相关性的图。

图4示出了根据本发明的一个或多个实施例的具有接地或平衡器(counterpoise)的天线结构。

图5示出了根据本发明的一个或多个实施例的平衡式天线结构。

图6A示出了根据本发明的一个或多个实施例的天线结构。

图6B是示出对于特定偶极天线宽度尺寸的图6A的天线结构的散射参数的图。

图6C是示出对于另一偶极天线宽度尺寸的图6A的天线结构的散射参数的图。

图7示出了根据本发明的一个或多个实施例的制造在印刷电路板上的天线结构。

图8A示出了根据本发明的一个或多个实施例的具有双共振的天线结构。

图8B是示出图8A的天线结构的散射参数的图。

图9示出了根据本发明的一个或多个实施例的可调谐天线结构。

图10A和图10B示出了根据本发明的一个或多个实施例的具有位于沿该天线元件的长度的不同位置处的连接元件的天线结构。

图10C和图10D分别是示出图10A和图10B的天线结构的散射参数的图。

图11示出了根据本发明的一个或多个实施例的包括具有开关的连接元件的天线结构。

图12示出了根据本发明的一个或多个实施例的包括具有与其耦合的滤波器的连接元件的天线结构。

图13示出了根据本发明的一个或多个实施例的包括具有与其耦合的滤波器的两个连接元件的天线结构。

图14示出了根据本发明的一个或多个实施例的具有可调谐连接元件的天线结构。

图15示出了根据本发明的一个或多个实施例的安装在PCB组件上的天线结构。

图16示出了根据本发明的一个或多个实施例的安装在PCB组件上的另一天线结构。

图17示出了根据本发明的一个或多个实施例的可被安装在PCB组件上的替代天线结构。

图18A示出了根据本发明的一个或多个实施例的三模式天线结构。

图18B是示出图18A的天线结构的增益方向图的图。

图19示出了根据本发明的一个或多个实施例的用于天线结构的天线和功率放大器组合器应用。

图20A和图20B示出了根据本发明的一个或多个进一步实施例的能在例如WiMAX USB或ExpressCard/34设备中使用的多模式天线结构。

图20C示出了用于测量图20A和图20B的天线的性能的测试组件。

图20D到图20J示出了图20A和图20B的天线的测试测量结果。

图21A和图21B示出了根据本发明的一个或多个替换实施例的能在例如WiMAX USB加密狗(dongle)中使用的多模式天线结构。

图22A和图22B示出了根据本发明的一个或多个替换实施例的能在例如WiMAX USB加密狗中使用的多模式天线结构。

图23A示出了用于测量图21A和图21B的天线的性能的测试组件。

图23B到图23K示出了图21A和图21B的天线的测试测量结果。

图24是根据本发明的一个或多个实施例的具有波束转向(beamsteering)机制的天线结构的示意框图。

图25A到25G示出了图25A的天线的测试测量结果。

图26示出了根据本发明的一个或多个实施例随馈电点之间的相位角度差而变的天线结构的增益优势。

图27A是示出简单双频带支线单极天线结构的示意图。

图27B示出了图27A的天线结构中的电流分布。

图27C是示出支线带阻滤波器的示意图。

图27D和图27E是示出图27A的天线结构的频率抑制的测试结果。

图28是示出根据本发明的一个或多个实施例的具有频带抑制槽的天线结构的示意图。

图29A示出根据本发明的一个或多个实施例的具有频带抑制槽的替代天线结构。

图29B和图29C示出了图29A的天线结构的测试测量结果。

图30示出了用于1900MHz频带中的方向图控制应用的具有两端口天线结构的示例性USB加密狗。

图31示出通过模拟图30的设备确定的SAR值。

具体实施方式

根据本发明的各种实施例，提供通信设备中用于发送和接收电磁信号的多模式天线结构。这些通信设备包括用于处理传递到和来自天线结构的信号的电路。该天线结构包括可操作地耦合到该电路的多个天线端口，以及多个天线元件，每个天线元件可操作地耦合到不同的天线端口。该天线结构还包括电气连接这些天线元件的一个或多个连接元件以使得在给定信号频率范围处由一个天线端口激励的天线模式与由另一天线端口激励的模式基本上电气隔离。此外，这些天线所创建的天线方向图呈现出具有低相关的定义明确的方向图多样性(pattern diversity)。

根据本发明的各种实施例的天线结构在需要将多个天线靠近在一起(例如，相距小于1/4波长)封装的通信设备中，包括在同时特别是在相同频带内使用超过一个天线的设备中，特别有用。可以使用该天线结构的这些设备的常见示例包括便携式通信产品，诸如蜂窝手机、PDA、以及无线联网设备或用于PC的数据卡。该天线结构还与需要多个天线同时操作的诸如MIMO的系统架构和用于移动无线通信设备的标准协议(诸如用于无线LAN的802.11n、以及诸如802.16e(WiMAX)、HSDPA和1xEVDO的3G数据通信)一起使用时特别有用。

图1A-1G示出了天线结构100的操作。图1A示意性地示出了具有两个长度为L的平行天线的天线结构100，具体是平行偶极天线102、104。偶极天线102、104相距距离d，并且没有通过任何连接元件连接起来。偶极天线102、104具有大体与L＝λ/2相等的基波共振频率。每个偶极天线连接于独立的发送/接收系统，该系统可以在相同频率处操作。对于两个天线，此系统连接可以具有相同的特征阻抗z0，在本示例中该特征阻抗为50欧姆。

当一个偶极天线正发送信号时，该偶极天线所正在发送的信号的一部分将被直接耦合到相邻的偶极天线。耦合的最大量通常出现在该单个的偶极天线的半波共振频率附近，并且当相距距离d变小时增大。例如，对于d＜λ/3，耦合的幅度大于0.1或-10dB，对于d＜λ/8，耦合的幅度大于-5dB。

在天线间没有耦合(即，完全隔离)或者减少天线间的耦合是所期望的。如果耦合是例如-10dB，则发送功率的百分之十由于那么大的量的功率被直接耦合到相邻的天线中而被损失掉。还可能存在负面系统影响，诸如连接到相邻天线的接收器的饱和或灵敏度降低，或者连接到相邻天线的发送器的性能的降低。在相邻天线上感应的电流使增益方向图与单个偶极天线所生成的增益方向图相比发生失真。已经知道，这种影响减少了偶极天线所生成的增益方向图之间的相关。因此，尽管耦合可以提供某种方向图多样性，然而它具有上面所述的负面系统影响。

因为靠近耦合，所以天线不是独立工作的，并且可以被认为是具有与两个不同的增益方向图相对应的两对端子或端口的天线系统。使用任何一对端口基本上涉及整个结构，包括两个偶极天线。相邻偶极天线的寄生激励使得能够以靠近的偶极间隔实现分集，然而在该偶极天线上激励的电流流过源阻抗，并因此表现出端口间的相互耦合。

图1C示出了用于模拟的与图1中示出的天线结构100相对应的模型偶极天线对。在本示例中，偶极天线102、104具有1mm x 1mm的方形截面以及56mm的长度(L)。当附接于50欧姆的源时，这些尺寸产生2.45GHz的中心共振频率。此频率处的自由空间波长是122mm。图1D中示出了对于10mm的相距距离(d)(或大约λ/12)的散射参数S11和S12的图。由于对称性和互反性，S22＝S11并且S12＝S21。为了简明，只示出并讨论S11和S12。在此配置中，由S12表示的偶极天线之间的耦合达到-3.7dB的最大值。

图1E示出了端口106被激励且端口108被无源地终止的状况下该天线结构的偶极天线104上的垂直电流与偶极天线102上的垂直电流的比(在图中被标识为“幅度I2/I1”)。该电流比(偶极天线104/偶极天线102)为最大值处的频率对应于该偶极天线电流间的180度相位微分频率，并且在频率上仅略高于图1D中示出的最大耦合点。

图1F示出了在端口106被激励的情况下若干频率的方位角(azimuthal)增益方向图。这些方向图不是均匀地全方向的，而是由于耦合的幅度和相位的改变而随着频率改变。由于对称性，从端口108的激励而得出的方向图应当是端口106的方向图的镜像。因此，该方向图从左到右越不对称，这些方向图在增益幅度方面越不同。

方向图间的相关性系数的计算提供了方向图多样性的量化特征。图1G示出了端口106和端口108的天线方向图之间的所计算的相关。该相关比理想的偶极天线的克拉克模型所预测的要低得多。这是由于相互耦合所引入的方向图的差异。

图2A-2F示出了根据本发明的一个或多个实施例的示例性两端口天线结构200的操作。两端口天线结构200包括两个靠近地间隔开的共振天线元件202、204并且提供既低的方向图相关性(patterncorrelation)又端口206、208间的低耦合。图2A示意性地示出了两端口天线结构200。本结构类似于图1B中示出的包括该对偶极天线的天线结构100，但是还包括在端口206、208的任何一侧的偶极天线之间的水平导电连接元件210、212。两个端口206、208与图1的天线结构位于相同位置。当一个端口被激励时，组合结构呈现出与非附接的偶极天线对类似的共振，但是耦合明显减小而方向图多样性增加。

图2B中示出了具有10mm偶极天线间隔的天线结构200的示例性模型。本结构与图1C中示出的天线结构100具有大体相同的几何形状，但是附加了电气连接略高于和略低于端口的天线元件的两个水平连接元件210、212。本结构显示出在与非附接偶极天线相同频率处的强共振，但是具有如图2C中所示的非常不同的散射参数。存在耦合的很大的降低(低于-20dB)以及由S11指示的输入阻抗的偏移。在本示例中，最佳阻抗匹配(S11最小值)不与最低耦合(S12最小值)一致。匹配网络可用于改善输入阻抗匹配，同时仍旧实现非常低的耦合，如图2D中所示。在本示例中，包括串联电感器后面是旁路电容器的集总元件匹配网络被添加在每个端口和该结构之间。

图2E示出了由端口206的激励得到的偶极天线元件204与偶极天线元件202上的电流的比(在图中被指示为“幅度I2/I1”)。此图示出了在共振频率之下，电流实际上在偶极天线元件204上更大。在共振附近，随着频率的增大，偶极天线元件204上的电流开始相对于偶极天线元件202上的电流减小。最小耦合点(在此示例中为2.44GHz)出现在这两个偶极天线元件上的电流在幅度上大体相等的频率附近。在此频率处，偶极天线元件204上的电流的相位比偶极天线元件202的电流的相位滞后约160度。

与图1C的没有连接元件的偶极天线不同，图2B的组合天线结构200的天线元件204上的电流不被迫使穿过端口208的端子阻抗。相反，在电流向下流过天线元件204、跨越连接元件210和212、并向上流过天线元件202时产生共振模式，如图2A上示出的箭头所指示的。(注意，此电流表示共振循环的一半；在另一半期间，电流方向相反)。组合结构的共振模式的特征如下：(1)天线元件204上的电流大部分绕过端口208，从而为端口206和208之间的高度隔离创造条件，以及(2)两个天线元件202、204上的电流的幅度大致相等，这为不类似且不相关的增益方向图创造条件，如同下面更详细地描述的那样。

因为电流的幅度在天线元件上近乎相等，所以与比图1C中的具有非附接的偶极天线的天线结构的情况相比，产生更加多方向性的方向图(如图2F所示)。当电流相等时，在x方向(或φ＝0)上使方向图归零的条件是偶极天线204上的电流的相位比偶极天线202上的电流的相位滞后π-kd的量(其中k＝2π/λ，而λ是有效波长)。在此条件下，φ＝0方向上从偶极天线204传播的场将与从偶极天线202传播的场异相180度，因此这两个的组合将在φ＝0的方向上具有零值。

在图2B的模型示例中，d是10mm或λ/12有效电气长度。在此情况下，kd等于π/6或30度，并且因此朝φ＝0的零值和朝φ＝180的最大增益的方向性方位角辐射方向图的条件是针对偶极天线204上的电流比偶极天线202上的电流滞后150度。在共振处，电流靠近此条件流过(如图2E中所示)，这解释了方向图的方向性。在激励偶极天线204的情况下，辐射方向图是图2F的辐射方向图的镜像相反，且最大增益在φ＝0的方向上。由两个端口产生的天线方向图之间的差异具有如图2G所示的相关联的低预测包络相关性。因此，组合天线结构具有彼此隔离的两个端口并且产生低相关的增益方向图。

相应地，耦合的频率响应取决于连接元件210、212的特征，包括它们的阻抗和电气长度。根据本发明的一个或多个实施例，可在其上保持期望隔离量的频率或带宽通过适当配置连接元件来控制。一种配置交叉连接的方式是改变连接元件的物理长度。这一点的示例如图3A的多模式天线结构300所示，其中向连接元件310、312的交叉连接路径增加了迂回。这带来了增加两个天线元件302、304之间的连接的电气长度和阻抗两者的大致影响。图3B、3C、3D和3E分别示出了此结构的性能特征，包括散射参数、电流比、增益方向图、以及方向图相关性。在本实施例中，物理长度的变化还没有显著改变该结构的共振频率，但是S12存在显著变化，与没有迂回的结构相比具有更大的带宽和更大的最小值。因此，通过改变连接元件的电气特征来优化或改善隔离性能是可能的。

根据本发明的各种实施例的示例性多模式天线结构可被设计为从地或平衡器402激励(如图4的天线结构400所示)，或者作为平衡结构(如图5的天线结构所示)。在任何一种情况下，每个天线结构包括两个或更多个天线元件(图4中的402、404以及图5中的502、504)以及一个或多个导电连接元件(图4中的406以及图5中的506、508)。为了描绘，示例图中仅示出了两端口结构。然而，根据本发明的各种实施例，将该结构扩展为包括多于两个端口是可能的。在每个天线元件处提供到天线结构或端口(图4的418、412和图5的510、512)的信号连接。该连接元件在所关注的频率处或频率范围内提供两个天线元件之间的电气连接。尽管该天线在物理上和电气上是一个结构，然而可以通过将其当作两个独立的天线来解释其操作。对于不包括连接元件的天线结构(诸如天线结构100)，该结构的端口106可被称为连接到天线102，而端口108可被称为连接到天线104。然而，在此组合结构(诸如天线结构400)的情况中，端口418可被称为与一个天线模式相关联，而端口412可被称为与另一天线模式相关联。

这些天线元件被设计为在期望的工作频率处或工作频率范围内是共振的。最低阶共振在天线元件具有四分之一波长的电气长度时出现。因此，在非平衡配置的情况中，一种简单的元件设计是四分之一波的单极天线。使用更高阶的模式也是可能的。例如，由四分之一波单极天线形成的结构还呈现出双模式天线性能，在三倍基频的频率处具有高隔离。因此，可以利用更高阶模式来创建多频带天线。类似地，在平衡配置中，这些天线元件可以是如在半波中心馈送(center-fed)偶极天线中的互补四分之一波长元件。然而，该天线结构还可以由在期望频率处或频率范围中共振的其他类型的天线元件构成。其他可能的天线元件配置包括但不限于，螺旋线圈、宽带平面形状、芯片天线、迂回形状、环以及电感式旁路形式，诸如平面倒F天线(PIFA)。

根据本发明的一个或多个实施例的天线结构的天线元件不需要具有相同的几何结构或是相同类型的天线元件。这些天线元件应当每一个都具有在期望的工作频率处或工作频率范围内的共振。

根据本发明的一个或多个实施例，天线结构的天线元件具有相同的几何结构。这通常是设计简单性所期望的，特别是当对任一端口的连接而言天线性能要求是相同的时候。

组合天线结构的带宽和共振频率能够由这些天线元件的带宽和共振频率控制。因此，对于如在图6A、6B和6C中所示的组合结构的模式，更宽的带宽元件可用于产生更宽的带宽。图6A示出了包括由连接元件606、608连接的两个偶极天线602、604的多模式天线结构600。偶极天线602、604各自具有宽(W)和长(L)并被间隔开距离(d)。图6B示出了具有如下示例性的尺寸的结构的散射参数：W＝1mm，L＝57.2mm，以及d＝10mm。图6C示出了具有如下示例性的尺寸的结构的散射参数：W＝10mm，L＝50.4mm，以及d＝10mm。如所示，将W从1mm增加到10mm，同时保持其他尺寸大致相同，带来该天线结构的更宽的隔离带宽和阻抗带宽。

还已发现，增加天线元件间的间隔增加了天线结构的隔离带宽和阻抗带宽。

一般而言，连接元件在该组合共振结构的高电流区域中。因此，连接元件具有高导电性是优选的。

这些端口位于该天线元件的馈电点处，如它们作为分离的天线操作时一样。匹配元件或结构可用于将端口阻抗匹配到期望的系统阻抗。

根据本发明的一个或多个实施例，该多模式天线结构可以是被结合到例如印刷电路板中的平面结构，如图7所示。在本示例中，天线结构700包括在端口708、710处由连接元件706连接起来的天线元件702、704。该天线结构被制造在印刷电路板基板712上。图中示出的天线元件是简单的四分之一波单极天线。然而，这些天线元件可以是产生等效有效电气长度的任何几何结构。

根据本发明的一个或多个实施例，具有双共振频率的天线元件可用于产生具有双共振频率并因此具有双工作频率的组合天线结构。图8A示出了多模式偶极天线结构800的示例模型，其中偶极天线元件802、804分别被分为两个长度不等的指状物806、808和810、812。偶极天线元件具有每个都与两个不同指状物长度相关联的共振频率并相应地呈现出双共振。类似地，使用双共振偶极天线臂的多模式天线结构呈现出两个频带，其中获得了高隔离(或更小的S21)，如图8B中所示。

根据本发明的一个或多个实施例，提供了图9中示出的多模式天线结构900，该结构具有形成可调谐天线的可变长度天线元件902、904。通过用诸如在每个天线元件902、904处的RF开关906、908的可控制器件改变这些天线元件的有效电气长度来实现这一点。在本示例中，该开关可以被打开(通过操作可控制器件)来创建更短的电气路径(以用于更高频率的操作)或被关闭以创建更长的电气路径(以用于更低频率的操作)。包括高隔离的特征在内的天线结构900的工作频带可以通过协同调谐这两个天线元件来调谐。此方法可与多种改变天线元件的有效电气长度的方法一起使用，该有效电气长度的方法包括，例如，使用可控制介电材料、用诸如MEM器件、可变电抗器或可调谐介电电容器的可变电容器来加载该天线元件，以及接通或断开寄生元件。

根据本发明的一个或多个实施例，该一个或多个连接元件在天线元件之间提供电气长度大致等于元件之间的电气距离的电气连接。在此条件下，并且当连接元件附接在天线元件的端口末端处时，端口在天线元件的共振频率附近的频率处隔离。此布置可以在特定频率处产生近乎完美的隔离。

替代地，如同先前讨论的，该连接元件的电气长度可以被增加以扩展在其上隔离超出特定值的带宽。例如，天线元件之间的直接连接可在特定频率处产生-25dB的最小S21，并且S21＜-10dB的带宽可以是100MHz。通过增加该电气长度，可以获得新的响应，其中最小S21被增加到-15dB但是S21＜-10dB的带宽可以被增加到150MHz。

根据本发明的一个或多个实施例的各种其他多模式天线结构是可能的。例如，连接元件可具有变化的几何结构或者可以被构造为包括改变该天线结构的属性的部件。这些部件可以包括，例如无源电感器和电容器元件、共振器或滤波器结构、或诸如移相器的有源部件。

根据本发明的一个或多个实施例，该连接元件沿着该天线元件的长度的位置可被改变以调整该天线结构的属性。通过将天线元件上的连接元件的附接点远离端口而朝着天线元件的远端移动，可以将端口在其上被隔离的频带在频率上向上偏移。图10A和10B分别示出了多模式天线结构1000、1002，每个天线结构具有电气连接到天线元件的连接元件。在图10A的天线结构1000中，连接元件1004位于该结构中以使得连接元件1004和接地平面1006的顶部边缘之间的间隙是3mm。图10C示出了这样的结构的散射参数，该结构示出在此配置中在1.15GHz的频率处获得高隔离。旁路电容/串联电感匹配网络用于提供1.15GHz处的阻抗匹配。图10D示出了图10B的结构1002的散射参数，其中连接元件1008和接地平面的顶部边缘1010之间的间隙是19mm。图10B的天线结构1002呈现出在约1.50GHz处具有高隔离的工作频带。

图11示意性地示出了根据本发明的一个或多个进一步实施例的多模式天线结构1100。天线结构1100包括两个或更多个连接元件1102、1104，每个连接元件将天线元件1106、1108电气连接。(为了描绘，图中只示出了两个连接元件。应当理解，还构想了使用超过两个连接元件。)连接元件1102、1104沿着天线元件1106、1108彼此间隔开。连接元件1102、1104中的每一个包括开关1112、1110。可以通过控制开关1110、1112来选择峰值隔离频率。例如，可以通过关闭开关1110并打开开关1112来选择频率f1。可以通过关闭开关1112并打开开关1110来选择不同的频率f2。

图12示出了根据本发明的一个或多个替代实施例的多模式天线结构1200。天线结构1200包括具有可操作地与其耦合的滤波器1204的连接元件1202。滤波器1204可以是如此选择的低通或带通滤波器以使得天线元件1206、1208之间的连接元件连接只在期望频带内(诸如高隔离共振频率)是有效的。在较高频率处，该结构将像没有被导电连接元件(其是开路的)耦合的两个分离的天线元件来运作。

图13示出了根据本发明的一个或多个替代实施例的多模式天线结构1300。天线结构1300包括两个或更多个连接元件1302、1304，它们分别包括滤波器1306、1308。(为了描绘，图中只示出了两个连接元件。应当理解，还构想了使用超过两个连接元件。)在一种可能的实施例中，天线结构1300在连接元件1304(其更靠近天线端口)上具有低通滤波器1308和在连接元件1302上具有高通滤波器1306以创建具有两个高隔离的频带的天线结构，即，双频带结构。

图14示出了根据本发明的一个或多个替代实施例的多模式天线结构1400。天线结构1400包括具有可操作地与其连接的可调谐元件1406的一个或多个连接元件1402。天线结构1400还包括天线元件1408、1410。可调谐元件1406改变电气连接的延迟或相位或改变电气连接的电抗性阻抗。散射参数S21/S12的幅度和频率响应受电气延迟或阻抗的变化的影响并且因此使用可调谐元件1406可以针对特定频率处的隔离来改造或一般性地优化天线结构。

图15示出了根据本发明的一个或多个替代实施例的多模式天线结构1500。多模式天线结构1500可以例如在WIMAX USB加密狗中使用。天线结构1500可以被配置为例如在从2300到2700MHz的WiMAX频带中工作。

天线结构1500包括由导电连接元件1506连接的两个天线元件1502、1504。这些天线元件包括槽以增加元件的电气长度以获得期望的工作频率范围。在本示例中，天线结构被优化用于2350MHz的中心频率。这些槽的长度可以被减小以获得更高的中心频率。该天线结构被安装在印刷电路板组件1508上。在每个天线馈电处提供集总两部件的元件匹配。

天线结构1500可以例如通过金属冲压来制造。例如，它可以由0.2mm厚的铜合金片来制造。天线结构1500包括在该结构的主体的中心处的连接元件上的拾取特征1510，该特征可以在自动拾取-及-放置装配过程中使用。该天线结构还与表面安装回流装配兼容。

图16示出了根据本发明的一个或多个替代实施例的多模式天线结构1600。如图15的天线结构1500一样，天线结构1600也可以例如在WIMAX USB加密狗中使用。该天线结构可以被配置为例如在从2300到2700MHz的WiMAX频带中工作。

天线结构1600包括两个天线元件1602、1604，每个天线元件包括迂回的单极天线。迂回的长度确定了中心频率。图中示出的示例性设计被优化用于2350MHz的中心频率。为了获得更高的中心频率，可以减小迂回的长度。

连接元件1606将天线元件电气连接。在每个天线馈电处提供集总两部件的元件匹配。

该天线结构可以例如由铜制造，作为安装在可塑载体1608上的柔性印刷电路(FPC)。该天线结构可以由该FPC的金属化部分来创建。该可塑载体提供机械支撑并便于安装到PCB组件1610上。替代地，该天线结构可以由片状金属形成。

图17示出了根据本发明的另一实施例的多模式天线结构1700。此天线设计可以例如用于USB、Express 34、以及Express 54数据卡格式。图中示出的示例性天线结构被设计为在从2.3到6GHz的频率处工作。该天线结构例如可以由片状金属制造或者通过在可塑载体702上的FPC制造。

图18A示出了根据本发明的另一实施例的多模式天线结构1800。天线结构1800包括具有三个端口的三模式天线。在本结构中，使用连接元件1808将三个单极天线元件1802、1804、1806连接起来，连接元件1808包括连接相邻天线元件的导电环。这些天线元件由共用平衡器、或套管1810，来平衡，套管1810是单个中空的导电柱。该天线具有三个同轴线缆1812、1814、1816，用于将该天线结构连接到通信设备。同轴线缆1812、1814、1816穿过套管1810的中空内部。该天线组件可以是由卷成柱体的单个柔性印刷电路构造的，并且可以被封装在柱形可塑壳体中以提供占用三个分开的天线的地方的单个天线组件。在一个示例性布置中，柱体的直径是10mm而天线的总长度是56mm以使得在2.45GHz处在端口间以高隔离工作。此天线结构可以与多个天线无线电系统(诸如在2.4到2.5GHz频带中工作的MIMO或802.11N系统)一起使用。除了端口到端口隔离外，每个端口有利地产生如图18B中所示的不同的增益方向图。尽管这是一个具体的示例，然而应当理解，此结构可以被缩放以在任何期望频率处操作。还应当理解，先前在两端口天线的背景中描述的用于调谐、操控带宽以及创建多频带结构的方法也可应用于此多端口结构。

尽管上述实施例被示出为真实的柱体，然而使用能够产生相同优点的三个天线元件和连接元件的其他布置也是可能的。这包括但不限于具有直接连接以使各连接元件形成三角形或另一多边形几何结构的布置。通过类似地用共用平衡器连接三个分开的偶极天线元件而不是三个单极天线元件来构造类似的结构也是可能的。而且，尽管对于每个端口而言天线元件的对称布置有利地产生相同的性能，例如，相同的带宽、隔离、阻抗匹配，然而取决于应用而不对称地或以不相等的间隔来布置天线元件也是可能的。

图19示出了根据本发明的一个或多个实施例的多模式天线结构1900在组合器应用中的使用。如图中所示，发送信号可被同时应用到天线结构1900的两个天线端口。在此配置中，该多模式天线可以充当天线和功率放大器组合器两者。天线端口间的高隔离限制了两个放大器1902、1904之间的交互，已经知道这具有不期望的影响，诸如信号失真和效率损失。可在天线端口处提供在1906处的可选阻抗匹配。

图20A和20B示出了根据本发明的一个或多个替代实施例的多模式天线结构2000。天线结构200也能够在WiMAX USB或ExpressCard/34器件中使用。该天线结构可以被配置为例如在从2300到6000MHz的WiMAX频带中工作。

天线结构2000包括两个天线元件2001、2004，每个天线元件包括宽的单极天线。连接元件2002将天线元件电气连接。槽(或其他切口)2005被用于改善5000MHz之上的输入阻抗匹配。图中示出的示例性设计被优化以覆盖从2300MHz到6000MHz的频率。

天线结构2000可以例如通过金属冲压来制造。例如，它可以由0.2mm厚的铜合金片来制造。天线结构2000包括大致在该结构的主体的中心处的连接元件2002上的拾取特征2003，该特征可以在自动拾取-及-放置装配过程中使用。该天线结构还与表面安装回流装配兼容。该天线的馈电点2006提供到PCB上的无线电电路的连接点，并且还担当用于将天线在结构上安装到PCB的支撑。附加的接触点2007提供了结构上的支撑。

图20C示出了用于测量天线2000的性能的测试组件2010。此图还示出了用于远场方向图(far-field pattern)的坐标参考。天线2000被安装在代表ExpressCard/34器件的30x88mm的PCB 2011上。PCB 2011的接地部分被附接到更大的金属片2012(在本示例中具有165x254mm的尺寸)以代表为笔记本计算机的典型的平衡器大小。PCB2011上的测试端口2014、2016通过50欧姆的带状线连接到天线。

图20D示出了在测试端口2014、2016处测量到的VSWR。图20E示出了在这些测试端口之间测量到的耦合(S21或S12)。该VSWR和耦合是跨宽频率范围(例如，2300到6000MHz)有利地为低。图20F示出了根据测试端口2014(端口1)、2016(端口2)参考的所测量的辐射效率。图20G示出了激励测试端口2014(端口1)所产生的辐射方向图对激励测试端口2016(端口2)所产生的辐射方向图之间的所计算的相关性。辐射效率有利地为高，而方向图间的相关性在所关注的频率处有利地为低。图20H示出了在2500MHz的频率处激励测试端口2014(端口1)或测试端口2016(端口2)所产生远场增益方向图。图20I和20J分别示出了在频率3500MHz和5200MHz处的相同方向图测量。在φ＝0或XZ平面以及在θ＝90或XY平面中，从测试端口2014(端口1)得出的方向图与从测试端口2016(端口2)得出的方向图是不同且互补的。

图21A和21B示出了根据本发明的一个或多个替代实施例的多模式天线结构2100。天线结构2100还可以例如在WiMAX USB加密狗中使用。该天线结构可以被配置为例如在从2300到2400MHz的WiMAX频带中工作。

天线结构2100包括两个天线元件2102、2104，每个天线元件包括迂回的单极天线。迂回的长度确定了中心频率。其他弯曲的配置，诸如螺旋线圈和环，也可以被用于提供期望的电气长度。图中示出的示例性设计被优化用于2350MHz的中心频率。连接元件2106(在图21B中示出)电气连接天线元件2102、2104。在每个天线馈电处提供集总两部件的元件匹配。

该天线结构可以例如由铜制造为安装在可塑载体2101上的柔性印刷电路(FPC)2103。该天线结构可以由FPC 2103的金属化部分来创建。可塑载体2101提供用于将天线附接到PCB组件(未示出)上的安装针脚或针头(pip)2107和用于将FPC 2103紧固到载体2101的针头2105。2103的金属化部分包括暴露的部分或焊盘2108以使该天线与该PCB上的电路电气接触。

为了获得更高的中心频率，可以减小元件2102、2104的电气长度。图22A和22B示出了多模式天线结构2200，该结构的设计被优化用于2600MHz的中心频率。元件2202、2204的电气长度比图21A和21B的元件2102、2104的电气长度短，因为元件2202、2204的末端处的金属化已经被移除，而且已经增加了馈送端处这些元件的宽度。

图23A示出了使用图21A和图21B的天线2100的测试组件2300，以及用于远场方向图的坐标参考。图23B示出了在测试端口2302(端口1)、2304(端口2)处测量到的VSWR。图23C示出了在测试端口2302(端口1)、2304(端口2)之间测量到的耦合(S21或S12)。VSWR和耦合是在所关注的频率处(例如，2300到2400MHz)有利地为低。图23D示出了根据这些测试端口所参考的测量到的辐射效率。图23E示出了激励测试端口2302(端口1)所产生的辐射方向图对激励测试端口2304(端口2)所产生的辐射方向图之间的所计算的相关性。辐射效率有利地为高，而方向图间的相关性在所关注的频率处有利地为低。图23F示出了在2400MHz的频率处激励测试端口2302(端口1)或测试端口2304(端口2)所产生的远场增益方向图。在φ＝0或XZ平面以及在θ＝90或XY平面中，从测试端口2302(端口1)得出的方向图与从测试端口2304(端口2)得出的方向图是不同且互补的。

图23G示出了在组件2300的测试端口处测量的VSWR，其中天线2200代替了天线2100。图23H示出了在这些测试端口之间测量的耦合(S21或S12)。VSWR和耦合在所关注的频率处(例如，2500到2700MHz)有利地为低。图23I示出了根据这些测试端口参考到的所测量的辐射效率。图23J示出了激励测试端口2302(端口1)所产生的辐射方向图对激励测试端口2304(端口2)所产生的辐射方向图之间的所计算的相关性。辐射效率有利地为高，而方向图间的相关性在所关注的频率处有利地为低。图23K示出了在2600MHz的频率处激励测试端口2302(端口1)或测试端口2304(端口2)所产生的远场增益方向图。在φ＝0或XZ平面以及在θ＝90或XY平面中，从测试端口2302(端口1)得出的方向图与从测试端口2304(端口2)得出的方向图是不同且互补的。

本发明的一个或多个进一步的实施例针对用于波束方向图(beam pattern)控制的技术，以用于空值转向(null steering)或波束指向(beam pointing)的目的。当这样的技术被应用到传统的阵列天线(包括以波长的某个分数值大小间隔开的分开的天线元件)时，用是参考信号或波形的相移版本的信号来馈送该阵列天线的每个元件。对于具有相等激励的均匀线性阵列，所产生的波束方向图可以用阵列因子F来描述，阵列因子F取决于每个单个元件的相位和元件间的元件间距d。

$F=A_o\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\exp \left[\mathrm{jn}(\mathrm{\β}d\cos \mathrm{\θ}+\mathrm{\α})\right]$

其中β＝2π/λ，N＝元件的总数量，α＝连续元件间的相移，而θ＝离阵列轴的角度。

通过将相位α控制为值α_i，F的最大值可以被调整到不同方向θ_i，由此控制广播或接收最大信号的方向。

传统阵列天线中的元件间间隔通常在1/4波长的数量级上，而天线能够靠近地耦合，从而具有近乎相同的极化。有利的是减少元件之间的耦合，因为耦合可能导致阵列天线的设计以及性能的若干问题。例如，诸如方向图失真和扫描盲点的问题(参见Stutzman，AntennaTheory and Design(天线理论和设计)，Wiley 1998第122-128和135-136，以及466-472页)可能因过量的元件间耦合以及对给定数量的元件能够获得的最大增益的减小而出现。

波束方向图控制技术可以被有利地应用到本文描述的具有由一个或多个连接元件连接的天线元件的所有多模式天线结构，其呈现出多个馈电点间的高隔离。在高隔离天线结构处的端口之间的相位能用于控制天线方向图。已经发现，当使用天线作为简单的波束形成阵列时，作为馈电点间的减小的耦合的结果，能够在给定方向实现较高的峰值增益。相应地，根据按照各种实施例的利用呈送给其馈送端子的载波信号的相位控制的高隔离天线结构能够在选定方向上实现较大的增益。

在天线间的间隔远小于1/4波长的手持设备应用中，传统天线中的相互耦合效应减少阵列的辐射效率，并因此减少了可实现的最大增益。

通过控制提供到根据各种实施例的高隔离天线的每个馈电点的载波信号的相位，可以控制该天线方向图所产生的最大增益的方向。增益优势，例如波束转向所获得的3dB，在波束方向图是固定的并且设备的定向被用户随机控制的便携式设备应用中是特别有利的。如图示，例如如示出了根据各种实施例的方向图控制(patterncontrol)装置2400的图24的示意框图所示，相移器2402将相对相移α应用到被应用到每个天线馈送2404、2408的RF信号。这些信号被馈送到天线结构2410的相应的天线端口。

相移器2402能够包括标准相移部件，诸如例如电气受控的相移设备或标准相移网络。

图25A-25G提供了对于在到天线的两个馈送之间的不同的相位差α，靠近地间隔开的2-D传统的偶极天线阵列和根据本发明的各种实施例的2-D高隔离天线阵列所产生的天线方向图的比较。在图25A-25G中，示出了在θ＝90度处的天线方向图的曲线。各图中的实线表示根据各种实施例的被隔离的馈送单个元件天线所产生的天线方向图，而虚线表示间隔开等于单个元件被隔离的馈送结构的宽度的距离的两个分开的单极传统天线所产生天线方向图。因此，传统天线和高隔离天线是大体相同大小的。

在图中所示的所有情况中，根据各个实施例的高隔离天线所产生的峰值增益与两个分开的传统偶极天线相比产生了更大的增益余量，同时提供了对波束方向图的方位角控制。这种行为使得在特定方向上需要或期望附加增益的发送或接收应用中使用高隔离天线成为可能。该方向可以通过调整驱动点信号间的相对相位来控制。这对于需要将能量定向到接收点(诸如例如基站)的便携式设备特别有利。当以类似的方式定相时，组合的高隔离天线与两个单独的传统天线元件相比提供了更大的优势。

如图25A中所示，对于α＝0(0度的相位差)，根据各个实施例的组合偶极天线以均匀的方位角方向图(θ＝90)示出了更大的增益。

如图25B所示，对于α＝30(馈电点之间的30度的相位差)，根据各个实施例的组合偶极天线示出了更大的峰值增益(在φ＝0处)，具有不对称的方位角方向图(θ＝90的图)。

如图25C所示，对于α＝60(馈电点之间的60度的相位差，根据各个实施例的组合偶极天线示出了更大的峰值增益(在φ＝0处)，具有偏移的方位角方向图(θ＝90的图)。

如图25D所示，对于α＝90(馈电点之间的90度的相位差)，根据各个实施例的组合偶极天线示出了甚至更大的峰值增益(在φ＝0处)，)，具有偏移的方位角方向图(θ＝90的图)。

如图25E所示，对于α＝120(馈电点之间的120度的相位差)，根据各个实施例的组合偶极天线示出了更大的峰值增益(在φ＝0处)具有偏移的方位角方向图(θ＝90图)、更大的背瓣(在φ＝180处))。

如图25F所示，对于α＝150(馈电点之间的150度的相位差)，根据各个实施例的组合偶极天线示出了更大的峰值增益(在φ＝0处)，具有偏移的方位角方向图(θ＝90图)，甚至更大的背瓣(在φ＝180处)。

如图25G所示，对于α＝180(馈电点之间的180度的相位差)，根据各个实施例的组合偶极天线示出了更大的峰值增益(在φ＝0&180处)，具有双波瓣的方位角方向图(θ＝90的图)。

图26示出了随两个馈电点的天线阵列的馈电点之间的相位角差异而变的如果根据一个或多个实施例的组合的高隔离天线优于两个分开的偶极天线的理想增益优势。

通过使用根据本发明的一个或多个实施例的具有由迂回的连接元件连接的两个平行偶极天线的天线结构的方向图控制所获得的增加的增益可用于改善无线链路的范围或可靠性。替代地，增加的增益可以为便携式设备或其他设备创造条件以减小的发送功率获得等同的无线链路性能。例如，从方向图控制获得的3dB的平均发送增益改进为发送功率减少3dB，同时保持相同的链路性能创造条件。发送功率的减小在若干方面是有利的。首先，便携式无线设备通常需要满足特殊吸收比率(SAR)规章限制，这种规章限制在不牺牲一些性能的情况下可能难以满足。发送功率的减小能够在不牺牲性能的情况下提供峰值SAR值的相应减小。此外，更低的发送功率减小了输出PA的负担，从而允许对更低的功率和更高的线性度的设计。此外，减小的发送功率有益于便携式设备或其他设备的更长的电池寿命和更低的散热要求。

虽然相位控制的使用产生了远场增益的期望增加，然而相位激励的变化还可能改变近场并影响SAR值。为了实现净SAR值减小，天线远场增益的增加应当大于峰值SAR值的任何增加。通过实验，申请人已经发现，事实上，与远场增益相比，SAR值的改变在相位上相对较小。

图30示出了用于1900MHz频带中的方向图控制应用的具有两端口天线结构的示例性USB加密狗。如图31所示，通过用于图30的配置的模拟所确定的SAR值相对独立于用于方向图控制的驱动点信号之间的相对相位，以使得能够对于所有的相对相位值都能实现所测量的峰值SAR值的减小的益处，同时提供对波束方向图的完全方位角控制。

本文描述的用于减小近场辐射水平和SAR值的技术优选地与上面描述的具有将天线元件电气连接的连接元件的高隔离多模式天线结构一起使用。然而，这些技术还可以更一般地与这样的天线阵列一起使用：该天线阵列包括能够在相位上操纵以提供天线方向图控制并增加选定方向上的增益的多个辐射元件。

本发明的进一步实施例针对在给定频率范围处彼此靠得极近地工作的多频带天线端口之间提供增加的高隔离的多模式天线结构。在这些实施例中，频带抑制槽被合并入该天线结构的天线元件之一中以在该槽被调谐到的频率处提供减小的耦合。

图27A示意性地示出了简单的双频带支线单极天线2700。天线2700包括频带抑制槽2702，频带抑制槽2702限定了两个分支共振器2704、2706。该天线由信号生成器2708驱动。取决于天线2700被驱动的频率，在两个分支共振器2704、2706上实现各种电流分布。

槽2702的物理尺寸由宽Ws和长Ls限定，如图27A所示。当激励频率满足Ls＝1o/4的条件时，槽的特征变得共振。在该点处，围绕该槽的缩短的部分集中电流分布，如图27B所示。

流过分支共振器2704、2706的电流近似相等并且沿着槽2702的侧面在相反方向上。这导致天线结构2700以与支线带阻滤波器2720(在图27C中示意性地示出)类似的方式运转，其将天线的输入阻抗向下转换为明显低于标定源阻抗。这种大的阻抗不匹配导致非常高的VSWR(在图27D和27E中示出)，并且因此导致期望的频率抑制。

这种频率抑制槽技术可被应用于具有两个(或更多个)彼此靠得极近地工作的天线元件的天线系统，其中一个天线元件需要传递期望频率的信号而另外一个天线元件不需要。在一个或多个实施例中，这两个天线元件中的一个包括频带抑制槽，而另一个不包括。图28示意性地示出了天线结构2800，其包括第一天线元件2802、第二天线元件2804、以及连接元件2806。天线结构2800包括分别在天线元件2802和2804处的端口2808和2810。在本示例中，信号生成器驱动端口2808处的天线结构2802，而仪表耦合于端口2810以测量端口2810处的电流。然而，应当理解，任一端口或两个端口都可以由信号生成器驱动。天线元件2802包括频带抑制槽2812，频带抑制槽2812限定了两个分支共振器2814、2816。在此实施例中，分支共振器包括该天线结构的主发送部分，而天线元件2804包括该天线结构的分集接收部分。

由于在具有频带抑制槽2812的天线元件2802的端口处的大的不匹配，它和分集接收天线元件2804之间的相互耦合(其在槽共振频率处实际上匹配)将很小并且将导致相对高的隔离。

图29A是根据本发明的一个或多个进一步的实施例的多模式天线结构2900的透视图，多模式天线结构2900包括多频带分集接收天线系统，该系统利用GPS频带中的频带抑制槽技术。(GPS频带是1575.42MHz，带宽为20MHz)。天线结构2900被形成在柔性膜介电基板2902上，该基板2902被形成为介电载体2904上的层。天线结构2900包括在天线结构2900的主发送天线元件2908上的GPS频带抑制槽2906。天线结构2900还包括分集接收天线元件2910、以及连接分集接收天线元件2910和主发射天线元件2908的连接元件2912。GPS接收器(未示出)连接到分集接收天线元件2910。为了大体上最小化来自主发送天线元件2908的天线耦合并且大体上最大化在这些频率处的分集天线辐射效率，主天线元件2908包括频带抑制槽2906并被调谐到靠近GPS频带中心的电气四分之一波长。分集接收天线元件2910不包含这样的频带抑制槽，但是包括适当地匹配到主天线源阻抗以使得在它和GPS接收器之间将是大体上最大的功率传输的GPS天线元件。尽管天线元件2908和2910两者靠得极近地共存，由在主发送天线元件2908处的槽2906带来的高VSWR减小了在槽2906被调谐到的频率处到主天线元件源共振的耦合，并因此提供天线元件2908和2910两者之间的在GPS频率处的隔离。所得到的GPS频带内的两个天线元件2908、2910之间的不匹配大到足以解耦合这些元件以满足如图29B和图29C所示的系统设计的隔离要求。

在本文所述的根据本发明的各个实施例的天线结构中，天线元件和连接元件优选地形成单个集成辐射结构以使得馈送到任一端口的信号激励整个天线结构以作为整体而不是分开的辐射结构进行辐射。如此，本文所述的技术提供了天线端口的隔离而不在天线馈电点处使用解耦合网络。

应当理解，尽管已经根据特定的实施例描述了本发明，然而前述实施例仅是作为说明而提供的，而不限制或限定本发明的范围。

包括但不限于以下各实施例的各种其他实施例也在权利要求的范围内。例如，本文描述的各种多模式天线结构的元件或部件可被进一步分成另外的部件或被结合在一起以形成更少的部件以执行相同的功能。

在已经描述了本发明的优选实施例之后，显而易见，可以做出修改而不背离本发明的精神和范围。

Claims (22)

1.一种减少通信设备中的近场辐射和特殊吸收比率(SAR)值的方法，所述通信设备包括发送和接收电磁信号的多模式天线结构和用于处理传送到所述天线结构和从所述天线结构传送的信号的电路，所述天线结构包括：可操作地耦合到所述电路的多个天线端口；多个天线元件，每个天线元件可操作地耦合到所述天线端口中的不同的天线端口；以及一个或多个连接元件，所述一个或多个连接元件在与耦合到其的天线端口间隔开的每个天线元件上的位置处电气连接所述天线元件，以形成单个辐射结构以及以使得一个天线元件上的电流流向连接的相邻天线元件并大体绕过耦合于所述相邻天线元件的所述天线端口，流过所述一个天线元件和所述相邻天线元件的电流在幅度上大体相等，以使得在给定期望信号频率范围处由一个天线端口激励的天线模式与由另一天线端口所激励的模式大体电气隔离，且所述天线结构生成不同的天线方向图；所述方法包括：

调整馈送到所述天线结构的相邻天线端口的信号之间的相对相位以使得馈送到所述一个天线端口的信号具有与馈送到所述相邻天线端口的信号不同的相位以提供天线方向图控制并且增加朝向接收点的选定方向上的增益；以及

使用低于在所述天线结构的非方向图控制操作中使用的发送功率的发送功率以使得所述通信设备获得大体等同的无线链路性能，其中所述接收点使用与所述非方向图控制操作相比减小的发送功率，由此减少所述特殊吸收比率。

2.如权利要求1所述的方法，其中调整信号之间的相对相位包括使用电气受控相移设备来调整信号之间的相对相位。

3.如权利要求1所述的方法，其中调整信号之间的相对相位包括使用相移网络来调整信号之间的相对相位。

4.如权利要求1所述的方法，其中调整信号之间的相对相位包括通过控制在所述多个天线端口中的每一个天线端口处提供的载波信号的相位来调整信号之间的相对相位。

5.如权利要求1所述的方法，其中所述通信设备是蜂窝手持设备、PDA、无线联网设备、或用于PC的数据卡。

6.如权利要求1所述的方法，其中所述天线元件包括螺线线圈、宽带平面形状、芯片天线、迂回形状、环、或电感旁路形式。

7.如权利要求1所述的方法，其中所述多模式天线结构包括在印刷电路板基板上制造的平面结构。

8.如权利要求1所述的方法，其中所述多模式天线结构包括冲压的金属部件，所述金属部件包括在所述部件的主体的中心处的捡拾特征以在自动化捡拾和放置装配过程中使用。

9.如权利要求1所述的方法，其中所述多模式天线结构包括安装在可塑载体上或设备的可塑壳体上的柔性印刷电路。

10.如权利要求1所述的方法，其中所述接收点是基站、移动终端、或路由器。

11.如权利要求1所述的方法，其中调整信号之间的相对相位包括动态地调整馈送到相邻天线端口的信号之间的相对相位以维持到所述接收点的基本上经优化的通信链路。

12.一种减少通信设备中的近场辐射和特殊吸收比率(SAR)值的方法，所述通信设备包括用于发送和接收电磁信号的天线阵列以及用于处理向所述天线阵列传送以及从所述天线阵列传送的信号的电路，所述天线阵列包括多个辐射元件，每个辐射元件具有可操作地耦合于所述电路的天线端口；所述方法包括：

调整馈送到所述天线阵列的所述天线端口的信号之间的相对相位以使得馈送到一个天线端口的信号具有与馈送到另一天线端口的信号不同的相位以提供天线方向图控制并且增加朝向接收点的选定方向上的增益；以及

使用低于在所述天线阵列的非方向图控制操作中使用的发送功率的发送功率以使得所述通信设备获得大体等同的无线链路性能，其中所述接收点使用与所述非方向图控制操作相比减小的发送功率，由此减少所述特殊吸收比率。

13.如权利要求12所述的方法，其中调整信号之间的相对相位包括使用电气受控相移设备来调整信号之间的相对相位。

14.如权利要求12所述的方法，其中调整信号之间的相对相位包括使用相移网络来调整信号之间的相对相位。

15.如权利要求12所述的方法，其中调整信号之间的相对相位包括通过控制在所述多个天线端口中的每一个天线端口处提供的载波信号的相位来调整信号之间的相对相位。

16.如权利要求12所述的方法，其中所述通信设备是蜂窝手持设备、PDA、无线联网设备、或用于PC的数据卡。

17.如权利要求12所述的方法，其中所述辐射元件包括螺线线圈、宽带平面形状、芯片天线、迂回形状、环、或电感旁路形式。

18.如权利要求12所述的方法，其中所述天线阵列包括在印刷电路板基板上制造的平面结构。

19.如权利要求12所述的方法，其中所述天线阵列包括冲压的金属部件，所述金属部件包括在所述部件的主体的中心处的捡拾特征以在自动化捡拾和放置装配过程中使用。

20.如权利要求12所述的方法，其中所述天线阵列包括安装在可塑载体上或设备的可塑壳体上的柔性印刷电路。

21.如权利要求12所述的方法，其中所述接收点是基站、移动终端、或路由器。

22.如权利要求12所述的方法，其中调整信号之间的相对相位包括动态地调整馈送到所述天线端口的信号之间的相对相位以维持到所述接收点的基本上经优化的通信链路。

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