CN102404260A - 判决反馈式均衡器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及判决反馈式均衡器，提供一种能更减轻错误传播的判决反馈式均衡器。判决反馈式均衡器包括存储装置、对数似然比计算部、对数似然比评价部、衰减量计算部和对数似然比衰减部。存储装置保持用于使针对多个符号的判决反馈循环能反复执行的输入信号。对数似然比计算部根据从存储装置所保持的输入信号中减去反馈滤波器的输出后的信号，计算比特的对数似然比。对数似然比评价部根据对数似然比的绝对值，对传送了被评价为可靠度低的比特的符号进行确定。衰减量计算部计算并保持与经由反馈滤波器给该符号带来影响的符号的全部或者一部分比特对应的对数似然比衰减量。对数似然比衰减部使对数似然比按照在前一次的判决反馈循环中计算的对数似然比衰减量进行衰减。

Description

判决反馈式均衡器

优先权基础申请等相关申请的引用

本申请以日本专利申请2010-202098(申请日：2010年9月9日)为基础，根据该申请而享受优先的利益。本申请通过参照该申请而包含该申请的全部内容。

技术领域

本发明的实施方式涉及判决反馈式均衡器。

背景技术

在通信/广播信号的接收装置等中，作为起因于多路径衰减的符号间干扰(inter-symbol interference，ISI)的对策技术，有时使用具有优于线性均衡的特性的非线性均衡的一个方式即判决反馈式均衡器(decision feedbackequalizer)(以下，DFE表示判决反馈式均衡器)。

在判决反馈式均衡器的典型的类型中，有以反馈硬判决的符号、除去针对后续符号的符号间干扰的方式进行动作的判决反馈式均衡器。但是，在该类型中，当在符号硬判决中产生错误时，不仅不会除去针对后续符号的符号间干扰，而且还会使新的干扰成分产生，使后续符号的错误率增高。这一般称为错误传播，其成为判决反馈式均衡器的性能恶化的原因。

作为其他类型的判决反馈式均衡器，有通过反馈作为符号点的概率的推定值的软复制从而使错误传输的影响减轻的判决反馈式均衡器。对于判决反馈式均衡器，希望与反馈软复制的以往的类型相比进一步减轻错误传输的影响地以改善性能。

发明内容

本发明要解决的课题是提供一种更加减轻错误传播的判决反馈式均衡器。

实施方式的利用反馈滤波器使基于比特的对数似然比的软复制(softreplica)信号反馈的判决反馈式均衡器包含：存储装置、对数似然比计算部、对数似然比评价部、衰减量计算部和对数似然比衰减部。存储装置保持用于使针对多个符号的判决反馈循环能反复执行的输入信号。对数似然比计算部基于从由上述存储装置读出的输入信号中减去上述反馈滤波器的输出所得的信号，计算多个比特的对数似然比。对数似然比评价部基于上述对数似然比的绝对值，对多个比特的可靠度进行评价，至少输出对传送了被评价为可靠度低的比特的符号进行确定的符号索引。衰减量计算部计算与经由上述反馈滤波器给利用输出的上述符号索引确定的符号带来影响的符号的全部或者一部分比特的对数似然比衰减量，并为了下一次的判决反馈循环而将其保持起来。对数似然比衰减部使在该次的判决反馈循环中通过上述对数似然比计算部计算出的上述对数似然比，按照在前一次的判决反馈循环中通过上述衰减量计算部计算出的上述对数似然比衰减量进行衰减。

根据上述构成的判决反馈式均衡器，能够更减轻错误传播。

附图说明

图1是表示第一实施方式的判决反馈式均衡器的构成例的框图。

图2是表示第一实施方式的判决反馈式均衡器的动作例的流程图。

图3是用于对符号特定方法的第一例进行说明的图。

图4是用于对符号特定方法的第二例进行说明的图。

图5是用于对符号特定方法的第三例进行说明的图。

图6是用于对符号特定方法的第四例进行说明的图。

图7是用于对符号特定方法的第五例进行说明的图。

图8是用于对反馈抽头系数的相量(phasor)显示进行说明的图。

图9是表示第二实施方式的判决反馈式均衡器的构成例的框图。

图10是表示第二实施方式的判决反馈式均衡器的构成例的流程图。

图11是表示比较例的判决反馈式均衡器的构成例的框图。

图12是表示比较例的判决反馈式均衡器的另一构成例的框图。

图13是表示比较例的判决反馈式均衡器的又一构成例的框图。

图14是用于对R-QAM的符号点的IQ成分进行说明的图。

具体实施方式

下面，一边参照附图，一边对本发明的实施方式的判决反馈式均衡器详细地进行说明。另外，在下面的实施方式中，对于附加相同编号的部分，进行相同的动作，并省略重复的说明。

FF表示前馈(feed-forward)，FB表示反馈(feed-back)。

判决反馈式均衡器一般与进行规定的前馈滤波处理的前馈滤波器部(FF滤波器部)以及进行规定反馈滤波处理的反馈滤波器部(FB滤波器部)有关。

在FF滤波器部的实现方法中，例如有如以往较多研究的那样使用时间区域均衡滤波器的方法、和较近的几年中研究的使用频率区域均衡(frequency domain equalizer)滤波器的方法(以下，FDE表示频率区域均衡)。在下面的说明中，为了说明判决反馈式均衡器的原理，有时将在FF滤波器部使用后者的FDE的频率区域判决反馈式均衡器(frequency domaindecision feedback equalizer，FD-DFE)作为例子，但本实施方式并不限于频率区域判决反馈式均衡器。本实施方式通过反馈动作的变更来获得特性改善，与FF滤波器部的具体构成无关，能一般性地应用于判决反馈式均衡器中(当然也能应用于使用前者的时间区域均衡滤波器的判决反馈式均衡器中)。

同样地，本实施方式与FB滤波器部的具体构成无关，能一般性地应用于判决反馈式均衡器中。

首先，一边参照图11～图13，一边对比较例的判决反馈式均衡器进行说明。

如图11所示，比较例的判决反馈式均衡器与前馈滤波器部(FF滤波器部)100和续接于该前馈滤波器部100的反馈滤波器部(FB滤波器部)102有关。从FF滤波器部100的输出减去FB滤波器部102的输出后得到的信号，被从减法运算部108给予符号硬判决部103，符号硬判决部103的输出给予FB滤波器部102。

下面，一边参照图12，一边使用通过频率区域判决反馈式均衡器对以符号率1/T而被单载波传送的数据符号{s_m}(m＝0，1，……，(M-1)，E{s_m}＝0，E{|s_m|²}＝1)进行复原的方法，对比较例进行说明。

DFT表示离散傅立叶变换(discrete Fouriertrans form)，IDFT表示逆离散傅立叶变换(或者逆DFT)(inverse DFT)。

图12的频率区域判决反馈式均衡器使用图11的FF滤波器部100包含离散傅立叶变换部1001、抽头(tap)系数乘法运算部1002和逆离散傅立叶变换部1003的FDE而构成。

将在FDE中使用的每个DFT区块的符号数作为M(M为1以上的整数)、每个符号数的样本数作为I(I为1以上的整数)，输入到FDE中的MI个接收样本{r_m}(m＝0，1，……，(MI-1))由下式(1)表示。

[数学式1]

$r_m=\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}_{k}h(\mathrm{mT}/I-\mathrm{kT})+n(\mathrm{mT}/I)...\left(1\right)$

在此，h(t)为传播途径的脉冲响应，n(mT/I)是平均0，方差σ²的加法性白色噪声。

在离散傅立叶变换部1001中，在将接收样本r_m利用MI点的DFT转换为频率区域的信号后，在抽头系数乘法运算部1002中，乘以频率区域均衡的抽头系数{W_I}(I＝0，1，……，(MI-1))，而且，在逆离散傅立叶变换部1003中，利用MI点的IDFT返回时间区域的信号。进而，按1个符号对应1个样本的方式进行抽取(decimation)并将其作为M样本的信号。

FB滤波器部102进行规定的反馈滤波处理。在此作为例子，具有B个抽头，用“{f_k ^*}，k∈F_B”表示它们的抽头系数。在此，FB的要素为表示抽头的延迟时间的1以上的整数，其单位为符号时间。

在B＝0的情况下，F_B为空集合，成为不具有FB滤波器的线性均衡器。

[数学式2]

在B＞0的情况下，在过去进行了硬判决后的符号

输入到FB滤波器部102。

而且，在减法运算部108中，FB滤波器部102的输出被从FDE输出(在图12的情况下，逆离散傅立叶变换部1003的输出)中减去。

因此，DFE输出(即，判决反馈式均衡器的输出)的第m个样本如下式(2)所示。

[数学式3]

$z_m=\frac{1}{\mathrm{MI}}\underset{l=0}{\overset{\mathrm{MI}-1}{\mathrm{\Σ}}}{W}_l{R}_l\exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}}{M}\mathrm{lm}\right)-\underset{k\∈F_B}{\mathrm{\Σ}}{f}_k^{*}{\hat{s}}_{m-k}...\left(2\right)$

其中，m＝0，1，……，(M-1)，

$R_l=\underset{m=0}{\overset{\mathrm{MI}-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_m\exp (-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{MI}}\mathrm{lm}),l=\mathrm{0,1},...,(\mathrm{MI}-1),$

星号(·)^*表示复共轭。

[数学式4]

在此，设将传播途径的脉冲响应通过MI点DFT变换为传递函数的为：

$H_l=\underset{m=0}{\overset{\mathrm{MI}-1}{\mathrm{\Σ}}}h(\mathrm{MT}/I)\exp (-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{MI}}\mathrm{lm}).$

于是，将发送符号s_m与DFE输出z_m的平均平方误差{|e_m|²}＝E{|z_m-s_m|²}最小化的MMSE规范中的FDE抽头系数{W_I}以及FB抽头系数{f_k}，利用下式(3)表示。

[数学式5]

$W_l=\frac{H_l^{*}(1+\underset{k\∈F_B}{\mathrm{\Σ}}{f}_k^{*}\exp (-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{kl}}{M}))}{{\mathrm{\σ}}^2+{\left|{\hat{H}}_l\right|}^2}=\frac{H_l^{*}{F}_l}{{\mathrm{\σ}}^2+{\left|{\hat{H}}_l\right|}^2}$

其中， ${\left|{\hat{H}}_l\right|}^2=\underset{k=0}{\overset{I-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|H(l+\mathrm{kM})\mathrm{mod}\mathrm{MI}\right|}^2$

Vf＝-v，

其中，

$f={(f_{k_1},f_{k_2},...,f_{k_B})}^{\′},v={(v_{k_1},v_{k_2},...,v_{k_B})}^{\′},$

$V=\left[\begin{array}{cccc}{v}_0& v_{k_1}-v_{k_2}& .& v_{k_l}-v_{k_B}\\ v_{k_2}-v_{k_1}& v_0& v_{k_2}-v_{k_3}& .\\ .& .& .& .\\ v_{k_B}-v_{k_l}& .& .& v_0\end{array}\right]$

$v_k=\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{M}\underset{l=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\exp (-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{lk}}{M})}{{\mathrm{\σ}}^2+{\left|{\hat{H}}_l\right|}^2}...\left(3\right)$

此外，一阶(·)′表示转置。

[数学式6]

若将调制符号点用s_j，j＝1，2，……，R(R为调制符号点的数目)表示，则硬判决符号

按如下表示。

${\hat{s}}_m=\underset{s_j}{\arg }\min {|z_m-s_j|}^2...\left(4\right)$

下面，一边参照图13，一边使用反馈软复制(soft replica)信号的情况的动作，对比较例进行说明。

SR表示软复制，LLR表示对数似然比(log likelihood ratio)。

图13的判决反馈式均衡器包括：根据DFE输出(即，该判决反馈式均衡器的输出，是从FF滤波器部200的输出减去FB滤波器部202的输出后得到的信号，在此是减法运算部208所输出的信号)来计算各比特的对数似然比的对数似然比计算部(LLR计算部)203；根据对数似然比生成软复制信号的软复制生成部(SR生成部)204；以及FB滤波器部202。

FF滤波器部200、FB滤波器部202可以分别与图11或者图12的FF滤波器部、FB滤波器部相同，但并不限制于此。

DFE输出被输出到例如硬判决或软判决等后级的处理块(未图示)中。

LLR计算部203按下述内容来根据DFE输出求出LLR。

在观测到DFE输出Z_m时，将其作为调制符号点S_j而发送的带条件的概率通过计算下式(5)来求出。

[数学式7]

$P\left[s_j\right|z_m]=\frac{1}{\sqrt{{2\mathrm{\π\σ}}^2}}\exp \left(\frac{-{|z_m-s_j|}^2}{{2\mathrm{\σ}}^2}\right)...\left(5\right)$

使用该结果，符号m的第n个比特b_n的LLR按下式(6)来计算。

[数学式8]

$L(m;n)=\ln \left(\frac{P[b_n=+1|z_m]}{P[b_n=-1|z_m]}\right)=\ln \left(\frac{\underset{\∀s_j\mathrm{where}{b}_n=+1}{\mathrm{\ΣP}\left[s_j\right|z_m]}}{\underset{\∀s_j\mathrm{where}{b}_n=-1}{\mathrm{\ΣP}\left[s_j\right|z_m]}}\right)...\left(6\right)$

[数学式9]

接下来，SR生成部204根据LLR计算出符号的IQ成分的统计上的推定值，作为软复制信号

而输出。如图14所示，当将R-QAM符号点的IQ成分分别表示为s_I；i、s_Q；i，

时，IQ成分的推定值按下式(7)求出。

${\hat{s}}_{m,I}=E\left\{s_{m,I}\right\}=\underset{i=0}{\overset{\sqrt{R}-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}_{I;i}\·P\left[s_{I;i}\right|z_m]$

${\hat{s}}_{m,Q}=E\left\{s_{m,Q}\right\}=\underset{i=0}{\overset{\sqrt{R}-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}_{Q;i}\·P\left[s_{Q;i}\right|z_m]...\left(7\right)$

[数学式10]

进而，若假定比特的值为与其他比特的值独立，则成为下式(8)。

${\hat{s}}_{m,I}=E\left\{s_{m,I}\right\}=\underset{i=0}{\overset{\sqrt{R}-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}_{I;i}\·\left[{\mathrm{Ps}}_{I;i}\right|z_m]=\underset{i=0}{\overset{\sqrt{R}-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}_{I;i}\·\underset{j\∈{\mathrm{\Ψ}}_I}{\mathrm{\Π}}P[b_j\left|z_m\right]$

${\hat{s}}_{m,Q}=E\left\{s_{m,Q}\right\}=\underset{i=0}{\overset{\sqrt{R}-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}_{Q;i}\·P\left[s_{Q;i}\right|z_m]=\underset{i=0}{\overset{\sqrt{R}-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}_{Q;i}\·\underset{j\∈{\mathrm{\Ψ}}_Q}{\mathrm{\Π}}P[b_j\left|z_m\right]...\left(8\right)$

在此，Ψ_I、Ψ_Q分别为映射(mapping)为符号点的IQ成分的比特的索引的集合。

[数学式11]

根据上述的 $L(m;n)=\ln \left(\frac{P[b_n=+1|z_m]}{P[b_n=-1|z_m]}\right)$ 的关系，P[bn＝+l|z_m]和P[bn＝-l|z_m]使用LLR按下式(9)那样求出。

$P[b_n=+1|z_m]=\frac{\exp \left(L(m;n)\right)}{1+\exp \left(L(m;n)\right)}$

$P[b_n=-1|z_m]=\frac{1}{1+\exp \left(L(m;n)\right)}...\left(9\right)$

(第一实施方式)

至此对比较例进行了说明，下面，对第一实施方式进行说明。

另外，在判决反馈式均衡器中，公知会产生错误传播。即，在均衡器输出中某比特的可靠度降低的情况下，可能会对传送了该比特的符号未正确地进行符号间干扰的除去。这意味着会在多个符号、以及传送该符号的比特的可靠度之间，发现经由反馈抽头的关系性。本实施方式利用该关系性对比特的可靠度进行更新，实现重复均衡。

第一实施方式以反馈软复制的类型的判决反馈式均衡器为例进行说明。

图1是表示本实施方式的判决反馈式均衡器的一个例子的框图。

如图1所示，本实施方式的判决反馈式均衡器包括：存储装置11，保持前馈滤波器部(FF滤波器部)10的输出；对数似然比计算部(LLR计算部)13，根据DFE输出(即，从由存储装置11读出的信号减去反馈滤波器部(FB滤波器部)12的输出后得到的信号，也是减法运算部18所输出的信号)，计算LLR；软复制生成部(SR生成部)14，根据LLR生成软复制信号；FB滤波器部12，对软复制信号进行反馈滤波处理；对数似然比评价部(LLR评价部)15，使用LLR对比特的可靠度进行评价；索引/衰减量计算部(衰减量计算部)16，求出经由FB滤波器部12给传送可靠度低的比特的符号带来影响的符号的索引，对该符号的全部或者一部分比特的LLR衰减量进行计算/保持；以及对数似然比衰减部(LLR衰减部)17，针对计算出LLR衰减量的比特，分别对由LLR计算部13计算出的LLR乘以该LLR衰减量。

FF滤波器部10、FB滤波器部12、LLR计算部13、SR生成部14、减法运算部18分别可以与图13的FF滤波器部200、FB滤波器部202、LLR计算部203、SR生成部204、减法运算部208相同，但也并不限于此。

图2是表示本实施方式的判决反馈式均衡器的动作例的流程图。

在此，将对全部符号执行LLR计算、SR生成、FB滤波器的处理的动作称为“DFE循环”或“判决反馈循环”。

在该例子中，判决反馈式均衡器执行至少1次、最大N_it次的DFE循环处理。N_it例如可以是预定的次数。另外，也可以使DFE循环处理一定执行N_it次，但在如后所述优选在规定条件成立的情况下，中止其以后的DFE循环处理而不再执行。

在该例子中，各个循环中的DFE输入信号是上述的存储装置11的输出。DFE循环处理结束后的DFE输出例如也可以输入到后级的处理块(未图示)中。后级的处理块例如为硬判决的处理、(次级的)均衡的处理、纠错解码的处理等，但并不限于此。

在本实施方式中，多次实施判决反馈循环，在第(i+1)次判决反馈循环中的符号软复制生成时，若是在前一次(第i次)的判决反馈循环给可靠度低的符号带来影响的符号，则通过使在该软复制生成中使用的对数似然比降低，从而能减轻错误传播的影响。

下面，在说明DFE循环处理时，将第i次(i＝1，2，……，N_it)DFE循环后的第m个符号Z_m，i的第n个比特b_n的LLR利用L_i(m；n)表示。

另外，步骤S3的基于LLR衰减部17的处理不在第一次DFE循环中进行，在第二次以后的各DFE循环中分别进行(参照图中的30)。

这样，在步骤S1中，比较m和M(M为符号数(1以上的整数))，若m＜M，则进入本次的步骤S2，否则(即，若对全部符号结束本次的处理)，则进入下一次的步骤S1的处理。

在DFE循环的各次中，首先，在步骤S2中，LLR计算部13计算并输出LLR。例如，可以与图13的LLR计算部203同样地计算LLR。

接下来，进行步骤S3～S5的一系列处理(其中第一次为步骤S4、S5的处理)和步骤S6～S8的一系列处理。另外，步骤S3～S5的处理和步骤S6～S8的处理可以使任一方先执行，也可以同时并行执行。

首先，对图13的比较例中没有的步骤S6～S8的处理进行说明。

LLR评价部15以及索引/衰减量计算部16在DFE循环的最后一次以外的循环中动作。该判决反馈式均衡器当在达到N_it次之前在第Ns次(Ns＜N_it)中止DFE循环处理时，步骤S6～S8的处理在第i＝1，……，Ns-1次的各DFE循环中动作(在执行N_it次DFE循环处理的情况下，步骤S6～S8的处理在第i＝1，……，N_it-1次的各DFE循环中动作)。

在步骤S6中，LLR评价部15利用规定基准评价LLR的绝对值，对可靠度低的比特进行检测。

在LLR评价部15对可靠度低的比特进行检测时，作为上述的规定基准，例如可以使用下面的基准(但是，并不限定于这些)。

在第一基准中，检测出成为|L_i(m；n)|＜L_th的比特，将其作为可靠度低的比特。其中，L_th是预定的阈值。

在第二基准中，检测出成为|L_i(m；n)|＜MA(|L_i(m；n)|，N_MA)的比特，将其作为可靠度低的比特。其中，MA(·，N_MA)为预定的区间长N_MA的移动平均值(moving average)。

LLR评价部15针对检测出的比特，输出对该比特进行确定的索引(比特索引)、以及对传送该比特的符号进行确定的索引(符号索引)。

另外，在第i次的DFE循环中，在其结束时刻，在可靠度低的比特一个都未检测出的情况下，优选不执行其以后(第i+1次以后)的DFE循环，将该第i次的DFE输出输入到后级的处理块(例如，硬判决、次级的均衡、纠错解码等)。

接下来，当在第i次的DFE循环中检测出可靠度低的比特的情况下，在步骤S7中，索引/衰减量计算部16求出经由FB滤波器部12给传送该检测出的比特的符号带来影响的符号的索引，并且，关于该符号的全部或者一部分比特，对在下一DFE循环(第(i+1)次)的软复制生成中使用的LLR的衰减量进行计算。

计算出的LLR衰减量在步骤S8中，为了下一DFE循环，保持在规定的存储器(例如，索引/衰减量计算部16的内部的存储器或者外部的存储器等)(未图示)中。

另外，索引/衰减量计算部16通过规定基准来确定给发送判断为可靠度低的比特的符号Z_m，i(其中，m＝0，……，M-1)带来影响的符号。

以下，对于用于确定成为错误传播的原因的符号索引的上述的规定基准的几个例子，一边参照图3～图7一边说明(但是，不限定于这些)。另外，在图3～图7中，分别示出Z_m，i的输出时刻m的过去生成的软复制信号以及FB抽头。为了说明的方便，FB抽头的时间轴进行了反转。

在第一基准中，如图3所示，将以Z_m，i的输出时刻m为起点而存在FB抽头的全部的时刻的索引m-k(k∈F_B)，确定为带来上述影响的符号索引。

在第二基准中，如图4所示，从FB抽头系数的绝对值|f_k|由大到小地依次选择N_t抽头(N_t为预定的上限数)，将以Z_m，i的输出时刻m为起点来求出它们存在的时刻的索引m-k(k为从|f_k|大的一方开始的N_t个)，确定为带来上述影响的符号索引。

在第三基准中，如图5所示，将以Z_m，i的输出时刻m为起点来求出FB抽头系数的绝对值|f_k|比规定阈值f_th大的抽头存在的时刻的索引m-k(|f_k|＞f_th)，确定为带来上述影响的符号索引。

在第四基准中，如图6所示，从FB抽头中延迟时间从小到大依次选择N_t抽头(N_t为预定的上限数)，将以Z_m，i的输出时刻m为起点来求出它们存在的时刻的索引m-k(k为从值小的开始的N_t个)，确定为带来上述影响的符号索引。

在第五基准中，如图7所示，将以Z_m，i的输出时刻m为起点来求出FB抽头中延迟时间小于规定阈值k_th的抽头存在的时刻的索引m-k(k＜k_th)，确定为带来上述影响的符号索引。

另外，上述基准也可以根据频带的路径、请求的硬件规模等来适当地选择。在上述基准之中，第一基准能期待获得最大的性能，但在存在支配性的路径的情况下，在第三基准中也能期待获得高性能。第二以及第四基准有硬件规模小的优点。

接下来，说明索引/衰减量计算部16中的对象比特以及LLR衰减量的计算方法。另外，FB抽头系数如图8所示用f_k＝|f_k|exp(jθ_k)表示。

在第一方法中，在由如上所述求出的符号索引m-k传送的比特之中，对于映射在与LLR评价部15评为可靠度低的比特相同的IQ轴上的比特，计算1-|f_k||cos(θ_k)|作为LLR衰减量，对于映射在与LLR评价部15评为可靠度低的比特不同的IQ轴上的比特，计算1-|f_k||sin(θ_k)|作为LLR衰减量。

在第二方法中，在由如上所述求出的符号索引m-k传送的比特之中，对于映射在与LLR评价部15评为可靠度低的比特相同的IQ轴上的比特，计算1/exp(|f_k||cos(θ_k)|)作为LLR衰减量，对于映射在与LLR评价部15评为可靠度低的比特不同的IQ轴上的比特，计算1/exp(|f_k||sin(θ_k)|)作为LLR衰减量。

根据这些第一以及第二方法，能考虑映射了评为可靠度低的比特的I、Q轴的任一轴、和针对该轴的FB抽头的贡献度，来决定软复制信号的I轴、Q轴信号的衰减率。

在第三方法中，对于由如上所述求出的符号索引m-k传送的全部比特，计算1-|f_k|作为LLR衰减量。

在第四方法中，对于由如上所述求出的符号索引m-k传送的全部比特，计算1/exp(|f_k|)作为LLR衰减量。

在这些第三、第四方法中，能以比第一以及第二方法更简易的构成来决定衰减率。

作为第五方法，在由如上所述求出的符号索引m-k传送的比特之中，对于映射在与LLR评价部15评为可靠度低的比特相同的IQ轴上的比特，计算1-|f_k||cos(θ_k)|，然后将其量化，在例如1、1/2、1/4、1/8、……、0等硬件实现容易的系数之中，使用接近该量化值的系数作为LLR衰减量，对于映射在与LLR评价部15评为可靠度低的比特不同的IQ轴上的比特，计算1-|f_k||sin(θ_k)|，然后将其量化，在例如1、1/2、1/4、1/8、……、0等硬件实现容易系数之中，使用接近该量化值的系数作为LLR衰减量。

作为第六方法，对于由如上所述求出的符号索引m-k传送的全部的比特，计算出1-|f_k|，然后将其量化，在例如1、1/2、1/4、1/8、……、0等硬件实现容易系数之中，使用接近该量化值的系数作为LLR衰减量。

进而作为第七方法，在由如上所述求出的符号索引m-k传送的比特之中，对于映射在与LLR评价部15评为可靠度低的比特相同的IQ轴上的比特，使用例如1、1/2、1/4、1/8、……、0等硬件实现容易系数作为LLR衰减量(与|f_k|无关)，对于映射在与LLR评价部15评为可靠度低的比特不同的IQ轴上的比特，使用系数1。另外，对于映射在上述相同的IQ轴上的比特，使用的LLR衰减量例如可以在制造时设定。

作为第八方法，对于由如上所述求出的符号索引m-k传送的全部的比特，使用例如1、1/2、1/4、1/8、……、0等硬件实现容易系数作为LLR衰减量(与|f_k|无关)。另外，LLR衰减量例如可以在制造时设定。

这些第五～第八方法特别是在FB抽头系数为实数值的情况下有效。

通过以上的处理，关于评为可靠度低的符号Z_m、i的比特b_n，求出在下一次的循环中成为LLR衰减的对象的比特的索引的集合{I_m，n}＝(I_m，n(0)，I_m，n(1)，……，I_m，n(L_m，n-1))(I_m，n(·)为0到MR-1的整数)、和针对该比特的衰减量的集合{g_m，n}＝(g_m，n(0)，g_m，n(1)，……，g_{m， n}(L_m，n-1))。

全部的比特(针对索引k＝0，1，……，MR-1的LLR衰减量{g}＝(g(0)，g(1)，……，g(MR-1))，例如能按如下来确定。在相同比特重复地被指定为LLR衰减对象(LLR衰减量的计算对象)的情况下，该比特的LLR衰减量采用对该比特计算的多个LLR衰减量的积。LLR衰减量{g}保持至下一DFE循环为止。

[数学式12]

$g\left(k\right)=\mathrm{l\; for\; k}\∉\underset{\∀m,n}{U}\left\{l_{m,n}\right\}$

$g\left(k\right)=\underset{\∀\mathrm{j\; where}{l}_{m,n}\left(j\right)=k}{\mathrm{\Π}{g}_{m,n}\left(j\right)}\mathrm{for\; k}\∈\underset{\∀m,n}{U}\left\{l_{m,n}\right\}...\left(10\right)$

也能取代上述方法，而例如按下式(11)来决定LLR衰减量{g}。在相同比特重复地被指定为LLR衰减对象(LLR衰减量的计算对象)的情况下，该比特的LLR衰减量采用对该比特计算的多个LLR衰减量之中最小的值。LLR衰减量{g}保持至下一DFE循环为止。

[数学式13]

$g\left(k\right)=\mathrm{l\; for\; k}\∉\underset{\∀m,n}{U}\left\{l_{m,n}\right\}$

$g\left(k\right)=\underset{\∀\mathrm{j\; where}{l}_{m,n}\left(j\right)=k}{\min }{g}_{m,n}\left(j\right)\mathrm{for\; k}\∈\underset{\∀m,n}{U}\left\{l_{m,n}\right\}...\left(11\right)$

接下来，对步骤S3～S5的处理进行说明。步骤S3的处理是在图13的比较例中没有的处理。

在第二次以后的DFE循环(i＝2，……，N_it)中，在步骤S3中，LLR衰减部17进行动作(参照图中的30)。通过对从LLR计算部13输入的LLR Li(m；n)乘以在前一次的循环中计算出的LLR衰减量{g}来获得L_i′(m；n)。

L_i′(m ；n)＝g(m ·log₂(R)+n)L_i(m；n)

在步骤S4中，SR生成部14根据LLR生成软复制信号。例如，也可以与图13的SR生成部204相同地生成软复制信号。

但是，在本实施方式中，在第一次的DFE循环(i＝1)和第二次以后的DFE循环中，向SR生成部14的输入不同。

即，在第一次的DFE循环(i＝1)中，尚未使LLR衰减部17动作，SR生成部14从LLR计算部13参照L₁(m；n)＝L(m；n)生成软复制信号。

[数学式14]

在第二次以后的DFE循环中，从LLR衰减部17参照Li′(m；n)生成软复制信号

生成的软复制信号输入到FB滤波器部12中。

此外，图中30的开关的功能可以处于LLR计算部13的内部也可以处于外部。

接下来，在步骤S5中，FB滤波器部12对通过SR生成部14生成的软复制信号，进行反馈滤波处理。FB滤波器部12可以与FB滤波器部102相同，但并不限定于此。

FB滤波器部12的输出被给予到减法运算部18中。如上所述从减法运算部18输出的信号是从由存储装置11读出的信号中减去FB滤波器部12的输出后得到的信号(即，DFE输出)，该信号被输入到LLR计算部13中，并进入到下一次的DFE循环处理，或者，被输入到后级的处理块(例如，硬判决、次级的均衡、纠错解码等)中。

(第二实施方式)

下面，对第二实施方式进行说明。

在本实施方式中，也与第一实施方式相同，在第(i+1)次的判决反馈循环中的符号软复制生成时，若是在前一次(第i次)的判决反馈循环中给可靠度低的符号带来影响的符号，则通过使在该软复制生成中使用的对数似然比降低，从而使错误传播的影响减少。此时，在本实施方式中，细节如后所述，通过在LLR衰减部17中导入阈值判决，从而即使被指定为衰减对象比特，在该比特的可靠度足够高的情况下，也会避免使LLR衰减。即，在噪声环境中，即使良好地除去了符号间干扰，也会因噪声的影响而产生低可靠度的比特，可能发生其前方的比特被指定为衰减对象比特的情况。在本实施方式中，以在这样的状况下不会使符号间干扰的除去缓和的方式，导入可靠度的判决。

与第一实施方式相同，第二实施方式是以反馈软复制的类型的判决反馈式均衡器为例进行说明的。

第二实施方式以与第一实施方式不同之处为中心进行说明。

图9是表示本实施方式的判决反馈式均衡器的一个例子的框图。

如图9所示，本实施方式的判决反馈式均衡器包括：存储装置11，保持FF滤波器部10的输出；LLR计算部13，根据DFE输出(即，从由存储装置11读出的信号中减去FB滤波器部12的输出后得到的信号，也是减法运算部18所输出的信号)，计算LLR；SR生成部14，根据LLR生成软复制信号；FB滤波器部12，对软复制信号进行反馈滤波器处理；LLR评价部15，使用LLR来评价比特的可靠度；索引/衰减量计算部16，求出经由FB滤波器部12给传送可靠度低的比特的符号带来影响的符号的索引，计算/保持该符号的全部或者一部分比特的LLR衰减量；以及LLR衰减部17，对于计算LLR衰减量的比特之中、在LLR计算部13计算的LLR小于规定阈值的比特，分别对该LLR乘以该LLR衰减量。

本实施方式的FF滤波器部10、存储装置11、FB滤波器部12/LLR计算部13、SR生成部14、LLR评价部15、索引/衰减量计算部16、减法运算部18、后级的处理块与第一实施方式相同。

本实施方式的根据LLR衰减部17的运算本身与第一实施方式相同。此外，在第一次DFE循环(i＝1)中，尚未使LLR衰减部17动作，SR生成部14参照L_i(m；n)＝L(m；n)生成软复制信号，这一点也与第一实施方式相同。

在第二次以后的DFE循环(i＝2，……，N_it)中，第一实施方式的LLR衰减部17针对计算出LLR衰减量的比特，分别对该LLR乘以该LLR衰减量，与此相对，本实施方式的LLR衰减部17针对计算出LLR衰减量的比特之中该LLR小于规定阈值的比特，分别对该LLR乘以该LLR衰减量(参照图中的32)。

图10是表示本实施方式的判决反馈式均衡器的动作例的流程图。

该流程图相对于图2的流程图，与关于上述LLR衰减部17的不同点对应的部分是不同的。

即，在本实施方式中也是，LLR衰减部17在第二次以后的DFE循环(i＝2，……，N_it)中动作，但在本实施方式中，在第二次以后的各DFE循环中，接着步骤S2的根据LLR计算部13的LLR的计算，在步骤S3的处理之前，在步骤S21中，LLR衰减部17对从LLR计算部13输入的LLRL_i(m；n)和规定阈值L_th，att的大小关系进行比较，判决是否满足下面的条件。

|L_i(m；n)|＜L_th.att

而且，若是|L_i(m；n)|＜L_th，att，则进入步骤S3，否则，跳过步骤S3，进入步骤S4(参照图中的32)。

即，LLR衰减部17通过对满足上述的条件的比特乘以在前一次的循环中计算出的LLR衰减量{g}从而获得L_i′(m；n)。

L_i′(m；n)＝g(m·log₂(R)+n)L_i(m ；n)

因此，在本实施方式中，SR生成部14在第一次DFE循环(i＝1)中，参照L₁(m；n)＝L(m；n)生成软复制信号，在第二次以后的DFE循环(i＝2，……，N_it)中，在|L_i(m；n)|＜L_th，att成立的情况下，参照L_i′(m；n)＝g(m·log₂(R)+n)L_i(m；n)生成软复制信号，在|L_i(m；n)|＜L_{th， att}不成立的情况下，参照L₁(m；n)＝L(m；n)生成软复制信号。

此外，图中30的开关的功能可以处于LLR计算部13的内部也可以处于外部。

此外，图中32的开关的功能可以处于LLR衰减部17的内部也可以处于外部。

此外，在本实施方式中也是，优选在第i次的DFE循环中，在其结束时刻，在可靠度低的比特一个都未检测出的情况下，不执行其以后(第i+1次以后)的DFE循环，将该第i次的DFE输出输入到后级的处理块(例如，硬判决、次级的均衡、纠错解码等)中。

根据本实施方式，除了通过第一实施方式获得的效果之外，进而还能够在不是通过来自先行符号的错误传播而是通过噪声使比特可靠度降低的情况下，不使先行符号的软复制生成中所使用的对数似然比降低。

此外，在上述的实施方式中示出的处理顺序所示的指示，能够基于作为软件的程序来执行。通用的计算机系统预先存储该程序，通过读入该程序，从而也能获得与根据上述的实施方式的判决反馈式均衡器的效果相同的效果。在上述的实施方式中记述的指示，作为能使计算机执行的程序，记录在磁盘(软盘、硬盘等)、光盘(CD-ROM、CD-R、CD-RW、DVD-ROM、DVD±R、DVD±RW等)、半导体存储器、或与其类似的记录介质中。只要是计算机或嵌入系统能读取的记录介质，则其存储形式可以为任何方式。只要计算机从该记录介质读入程序，基于该程序使CPU执行程序中记述的指示，就能实现与上述的实施方式的判决反馈式均衡器相同的动作。当然，在计算机取得程序的情况或读入程序的情况下也可以通过网络进行取得或读入。

此外，基于从记录介质安装到计算机、嵌入系统中的程序的指示在计算机上运转的OS(操作系统)、数据库管理软件、网络等的MW(中间件)等可以执行用于实现本实施方式的各处理的一部分。

进而，本实施方式中的记录介质不限于与计算机或嵌入系统相独立的介质，还包含下载通过LAN、因特网等传递的程序进行存储或暂时存储的记录介质。

此外，记录介质不限于一个，从多个介质执行本实施方式中的处理的情况也包含于本实施方式中的记录介质中，介质的构成可以是任何构成。

此外，本实施方式中的计算机或嵌入系统用于基于存储于记录介质中的程序来执行本实施方式中的各处理，可以是个人计算机、微型计算机等由一个构成的装置、多个装置进行网络连接的系统等任何构成。

此外，本实施方式中的计算机不限于个人计算机，也包括包含于信息处理设备中的计算处理装置、微型计算机等，是能利用程序实现本实施方式中的功能的设备、装置的总称。

虽然说明了本发明的几个实施方式，但这些实施方式是作为例子而进行提示的，并不意图对发明的范围进行限定。这些实施方式能以其他各种方式进行实施，在不脱离发明的要旨的范围内，能够进行各种省略、置换、变更。这些实施方式、其变形与包含于发明的范围、要旨中相同地，包含于权利要求书记载的发明及其均等的范围中。

Claims (21)

1.一种判决反馈式均衡器，利用反馈滤波器使基于比特的对数似然比的软复制信号反馈，其特征在于，具备：

存储装置，保持用于使针对多个符号的判决反馈循环能反复执行的输入信号；

对数似然比计算部，基于用从上述存储装置读出的输入信号减去上述反馈滤波器的输出所得的信号，计算多个比特的对数似然比；

对数似然比评价部，基于上述对数似然比的绝对值，对多个比特的可靠度进行评价，至少输出对传送了被评价为可靠度低的比特的符号进行确定的符号索引；

衰减量计算部，计算与下述符号的全部或者一部分比特对应的对数似然比衰减量，并为了下一次的判决反馈循环而将其保持起来，其中该符号是经由上述反馈滤波器给利用输出的上述符号索引而确定的符号带来影响的符号；以及

对数似然比衰减部，将在本次的判决反馈循环中由上述对数似然比计算部计算出的上述对数似然比，按照在前一次的判决反馈循环中由上述衰减量计算部计算出的上述对数似然比衰减量进行衰减。

2.根据权利要求1所述的判决反馈式均衡器，其特征在于，上述对数似然比衰减部在由上述对数似然比计算部计算出的上述对数似然比的绝对值小于规定阈值的情况下，对该对数似然比乘以在前一次的判决反馈循环中计算出的上述对数似然比衰减量。

3.根据权利要求1所述的判决反馈式均衡器，其特征在于，上述衰减量计算部将输出的上述符号索引作为起点，求出上述反馈滤波器的抽头存在的过去的全部符号索引，作为计算上述对数似然比衰减量的对象。

4.根据权利要求1所述的判决反馈式均衡器，其特征在于，上述衰减量计算部将输出的上述符号索引作为起点，求出上述反馈滤波器的抽头存在的过去的符号索引中的、从其抽头系数的绝对值大的符号索引开始依次到预定的上限数为止的符号索引，作为计算上述对数似然比衰减量的对象。

5.根据权利要求1所述的判决反馈式均衡器，其特征在于，上述衰减量计算部将输出的上述符号索引作为起点，求出上述反馈滤波器的抽头存在的过去的符号索引中的、其抽头系数的绝对值大于阈值的符号索引，作为计算上述对数似然比衰减量的对象。

6.根据权利要求1所述的判决反馈式均衡器，其特征在于，上述衰减量计算部将输出的上述符号索引作为起点，求出上述反馈滤波器的抽头存在的过去的符号索引中的、从其延迟时间小的符号索引开始依次到预定的上限数为止的符号索引，作为计算上述对数似然比衰减量的对象。

7.根据权利要求1所述的判决反馈式均衡器，其特征在于，上述衰减量计算部将输出的上述符号索引作为起点，求出上述反馈滤波器的抽头存在的过去的符号索引中的、其延迟时间小于阈值的符号索引，作为计算上述对数似然比衰减量的对象。

8.根据权利要求2至7中任一项所述的判决反馈式均衡器，其特征在于，上述衰减量计算部针对利用由求出的上述过去的符号索引确定出的符号来传送的比特，不依赖于上述反馈滤波器的抽头系数地计算规定的对数似然比衰减量。

9.根据权利要求2至7中任一项所述的判决反馈式均衡器，其特征在于，上述衰减量计算部针对利用由求出的上述过去的符号索引确定出的符号来传送的比特中的、映射在与上述对数似然比评价部评价为可靠度低的比特相同的IQ轴上的比特、以及映射在与上述对数似然比评价部评价为可靠度低的比特不同的IQ轴上的比特，分别不依赖于上述反馈滤波器的抽头系数地计算规定的对数似然比衰减量。

10.根据权利要求2至7中任一项所述的判决反馈式均衡器，其特征在于，上述衰减量计算部针对利用由求出的上述过去的符号索引确定出的符号来传送的比特，基于上述反馈滤波器的抽头系数或者将其量化后的值，计算规定的对数似然比衰减量。

11.根据权利要求2至7中任一项所述的判决反馈式均衡器，其特征在于，上述衰减量计算部针对利用由求出的上述过去的符号索引确定出的符号传送的比特中的、映射在与上述对数似然比评价部评价为可靠度低的比特相同的IQ轴上的比特、以及映射在与上述对数似然比评价部评价为可靠度低的比特不同的IQ轴上的比特，分别基于上述反馈滤波器的抽头系数或者将其量化后的值，计算规定的对数似然比衰减量。

12.根据权利要求8所述的判决反馈式均衡器，其特征在于，上述衰减量计算部在相同比特重复地成为计算上述对数似然比衰减量的对象的情况下，采用对该比特计算出的多个对数似然比衰减量的积，作为针对该比特的对数似然比衰减量。

13.根据权利要求9所述的判决反馈式均衡器，其特征在于，上述衰减量计算部在相同比特重复地成为计算上述对数似然比衰减量的对象的情况下，采用对该比特计算出的多个对数似然比衰减量的积，作为针对该比特的对数似然比衰减量。

14.根据权利要求10所述的判决反馈式均衡器，其特征在于，上述衰减量计算部在相同比特重复地成为计算上述对数似然比衰减量的对象的情况下，采用对该比特计算出的多个对数似然比衰减量的积，作为针对该比特的对数似然比衰减量。

15.根据权利要求11所述的判决反馈式均衡器，其特征在于，上述衰减量计算部在相同比特重复地成为计算上述对数似然比衰减量的对象的情况下，采用对该比特计算出的多个对数似然比衰减量的积，作为针对该比特的对数似然比衰减量。

16.根据权利要求8所述的判决反馈式均衡器，其特征在于，上述衰减量计算部在相同比特重复地成为计算上述对数似然比衰减量的对象的情况下，采用对该比特计算出的多个对数似然比衰减量中的最小值，作为针对该比特的对数似然比衰减量。

17.根据权利要求9所述的判决反馈式均衡器，其特征在于，上述衰减量计算部在相同比特重复地成为计算上述对数似然比衰减量的对象的情况下，采用对该比特计算出的多个对数似然比衰减量中的最小值，作为针对该比特的对数似然比衰减量。

18.根据权利要求10所述的判决反馈式均衡器，其特征在于，上述衰减量计算部在相同比特重复地成为计算上述对数似然比衰减量的对象的情况下，采用对该比特计算出的多个对数似然比衰减量中的最小值，作为针对该比特的对数似然比衰减量。

19.根据权利要求11所述的判决反馈式均衡器，其特征在于，上述衰减量计算部在相同比特重复地成为计算上述对数似然比衰减量的对象的情况下，采用对该比特计算出的多个对数似然比衰减量中的最小值，作为针对该比特的对数似然比衰减量。

20.根据权利要求1或2所述的判决反馈式均衡器，其特征在于，上述对数似然比评价部在由上述对数似然比计算部计算出的上述对数似然比的绝对值小于规定阈值的情况下，评价为该比特的可靠度低。

21.根据权利要求1或2所述的判决反馈式均衡器，其特征在于，上述对数似然比评价部在由上述对数似然比计算部计算出的上述对数似然比的绝对值小于在该判决反馈循环中计算出的对数似然比的绝对值的移动平均值的情况下，评价为该比特的可靠度低。

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