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CN102356332B - 具有用于使发送和接收信号分离以及抑制干扰辐射的装置和方法的雷达系统 - Google Patents

具有用于使发送和接收信号分离以及抑制干扰辐射的装置和方法的雷达系统 Download PDF

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CN102356332B CN201080012103.XA CN201080012103A CN102356332B CN 102356332 B CN102356332 B CN 102356332B CN 201080012103 A CN201080012103 A CN 201080012103A CN 102356332 B CN102356332 B CN 102356332B
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Abstract

检测周围环境的雷达系统，其结构是，尤其为了测定目标的相对速度以及提高每根发射天线在一个测量循环中的探测灵敏度，发射相同或类似单一信号的一个或多个可能相互交错的序列，此时这些单一信号的时间间隔平均大于最大关注距离对应的接收信号传播时间。在设置的接收设备中通过目标反射接收的信号与高频信号混合，由此形成表示单一信号序列的低频接收信号，并通过前后连续的低频单一接收信号改变其相位，方法是：改变单一信号和/或用于混合的高频信号和/或低频单一接收信号本身的相位。

Description

具有用于使发送和接收信号分离以及抑制干扰辐射的装置和方法的雷达系统
技术领域
本发明涉及一种用于机动车驾驶员辅助系统的雷达系统。根据本发明的雷达系统具有用于分离发送和接收信号以及抑制干扰辐射的装置和方法。
背景技术
越来越多的机动车装备驾驶员辅助系统。该系统借助传感器系统探测周围环境，并从这样识别的交通状况中推导出机动车的自动反应和/或指导，尤其是为驾驶员提供警示。系统划分为舒适功能和安全功能。
在当前的研发中，FSRA(全速范围可适应巡航控制系统)作为舒适功能起着最重要的作用。只要交通状况允许，机动车将固有速度调节到驾驶员预先设定的期望速度。否则固有速度将与交通状况自动调整匹配。
除了提高舒适性外，未来的安全功能将发挥越来越大的作用，在这方面，减少紧急情况下的制动距离能够发挥最重要的作用。相应驾驶员辅助功能的范围包括为减少制动执行时间的制动器预加压(Prefill)、经改进的制动辅助(BAS+)直至自动紧急制动。
对上述各种驾驶员辅助系统，如今主要使用的是雷达传感器。即使在不良的气候条件下，这些系统也能可靠工作，并且除了目标间距外，还能通过多普勒效应直接测量目标的相对速度。
但这类雷达传感器现在仍然相当昂贵，并且其探测质量也不完善，这对安全功能尤为关键。以下举例说明这方面的原因：
-要准确测定目标的侧面位置，需要许多不同方向的辐射杆。越来越多的情况下，这是通过在一个传感器中、优选以平面结构形式集成的发送和/或接收天线得以实现的。这些天线以平行或几乎平行的方式运行。为了使天线之间不会相互干扰，这些天线必须进行极好的分离或隔绝。迄今为止通过花费巨大的配电技术还无法令人满意地达到这一要求。
以24GHz的UWB传感器(UWB＝超宽频带)为例：由于极为有限的频率许可，只允许辐射极少的发射功率，这导致因隔绝不充分通过本身接收天线意外辐射的功率与通过发射天线辐射的功率大小几乎相同，这在评估目标的方位角时可能会产生问题，并在个别角度范围内导致灵敏度损失。
-使用多根天线时，将配备多个平行的接收路径，这导致模拟和数字信号处理的成本过高。
-通过其他系统在雷达频率范围或电子分析装置低频部件工作范围内引起的干扰耦合输入或射入可能导致错误探测，进而导致错误反应。
发明内容
本发明的任务是给出一种抑制干扰辐射影响的机动车雷达系统和方法。
原则上，这项任务借助根据权利要求1-14中所述的一种雷达系统解决。
尤其是通过抑制干扰辐射分离或隔绝发射和接收信号，这可精确测定目标的侧面位置，并避免灵敏度损失。此外还包括抑制干扰辐射。
本发明的优势在于尤其对高频电子设备以及模拟和数字信号处理系统组件的要求降低，从而降低雷达系统的成本，改善和达到稳定的探测质量。
附图说明
图1是雷达系统的第一种结构形式。
图2是由所谓的频率斜坡构成的发射和接收信号频率。
图3是第一个DFT(左)前和第一个DFT(右)后有两个目标时的扫描信号。
图4是在一个目标所在的距离门4中，频率斜坡上方旋转的复频谱三色值。
图5是第二个DFT后的二维复值频谱。
图6说明了四根接收天线上的不同相位以及它们与方位角的关系。
图7是三维DFT(左)前的数据和其后(右)的三维复值频谱。
图8是对一个强度为500kH的耦合输入时，相应距离门6中带或不带随机转换的接收信道多普勒图谱。
图9是带或不带通过接收天线意外辐射功率的发射天线图。
图10是雷达系统的第二种结构形式。
图11是雷达系统的第三种结构形式。
图12是雷达系统的第四种结构形式。
具体实施方式
现在根据雷达系统的结构形式对本发明进行说明。结构形式中所说明的发明和给出的数据举例涉及的是一种24GHz的雷达。但本发明不限于24GHz范围，并能满足高频雷达系统的要求，即使在例如77GHz等其他频率下，也可由一名专业人员轻而易举地加以实施。
根据图1的结构形式1
首先研究图1中粗略说明的一种雷达系统的典型结构形式。所述雷达系统有一根用于辐射发射信号的发射天线1.1和多根特别用于同时接收目标反射发射信号的接收天线1.2。
下面将列举带有4根接收天线的结构形式。该结构形式举例可轻而易举地配置任意数量的接收天线，但至少配置一根接收天线。
所有天线(发射和接收天线)在仰角和方位角上具有相同的辐射形状。四根接收天线在个平面中，并分别具有相同的侧面，即水平间距d。
发射信号从24GHz范围内的高频振荡器1.3中获得。该振荡器可通过控制电压V控制改变其频率。所述控制电压在控制设备1.9中产生。同样，天线接收的信号在实数值混频器1.5中与低频范围振荡器1.3的信号混合。此外，此振荡器信号的相位还可通过可开关切换的转换器1.4旋转180°或保持不变(所述可开关切换的转换器通过控制设备1.9控制)。然后接收信号分别经过带所述传输函数的一个带通滤波器1.6、一个放大器1.7和一个模/数转换器1.8。随后接收信号在数字信号处理单元1.10中继续处理。
为了能够测定目标间的距离，如图2所示，高频振荡器的频率以及发射信号的频率快速线性变化(例如在16微妙内变化187.5MHz)。人们称之为频率斜坡。频率斜坡周期性重复(例如，每20微米)。在此数例中总共有1024个频率斜坡。
各目标的接收信号在混合后，以及在模/数转换器上对于每个频率斜坡和四个接收信道中的任何一个都是一种正弦振动。这可通过图2进行如下解释：如果目标与雷达系统的径向相对速度为零，那么所发射信号和接收信号之间的频率差Δf是恒定的，同时与信号传播时间Δt成比例，并因此与径向距离Δr＝c·Δt/2成比例，其中c是光速，并考虑了系数1/2，信号传播时间Δt与波的往复有关。例如，在上述Δf＝2r/c·187.5MHz/16μs＝r·78.125kHz/m设计中，得出频率差Δf。由于每个接收信道中所接收的信号与振荡器频率和发射频率混合，根据混频器分别得出频率为Δf的正弦振动。该频率在兆赫(MHz)范围内，并在一个不消失(径向)相对速度时还要频移多普勒频率。但该多普勒频率只在千赫兹(kHz)范围内，因此相对于通过目标距离的频率比例可以近似忽略不计。如果有多个目标，则接收信号是多个不同频率正弦振动的叠加。
在每个频率斜坡过程中，所有4个接收信道中，数/模转换器上的接收信号分别以例如25纳妙的间隔(即40MHz)被扫描例如512次(参见图2)。从图2中可以看出，信号扫描只是在目标的接收信号到达感兴趣距离范围的时域中才有意义-斜坡开始后必须至少等候与最感兴趣的距离相对应的传播时间(最大距离为200米时，该时间相应为1.25微妙)。
然后通过例如每个频率斜坡和每个接收信道的512个扫描值形成一个快速傅立叶转换(FFT＝Fast Fourier Transform)形式的离散傅立叶转换(DFT)。由此可将产生不同频率的不同距离目标进行分离(参见图3，有两个目标时，左边为DFT前的信号，右边为DFT后的信号；其中k是1024个频率斜坡上方的动态变量，m是四个接收信道RXm上方的动态变量)。每个DFT离散频率控制点j对应一个距离r，因此类似于脉冲雷达也可称之为距离门。在上述设计中，距离门之间有间距和1米的宽度(从r·78.125kHz/m＝1/(12.8微妙)中得出)。在目标所在的距离门中，DFT中出现功率峰值。由于扫描的接收信号是实数值，模拟带通滤波器1.5的上过渡范围具有例如8.764MHz的频率带宽(相当于112个频率控制点的范围)，在此数例中仅能继续处理512个离散频率控制点中的200个。应该说明，滤波器无法实现任意窄度的过渡范围。滤波器1.5阻尼小的频率，由此抑制近距离目标的接收信号，以避免放大器1.6和模/数转换器1.7出现过度调制(天线上接收的信号随着目标距离的减小而增强)。在例如1024个频率斜坡(k＝0，1，...，1023)上方，每个距离门j(即例如200个被研究的频率控制点中的每一个)的每个接收信道m(m＝0、1、2、3)中，都产生复频谱三色值e(j、k、m)。如果在一个距离门对应的距离中正好有一个目标，那么在此距离门j中的复频谱三色值在带多普勒频率的1024个频率斜坡上方旋转，因为从频率斜坡到频率斜坡的距离(在毫米范围内或该范围下)和所属振动的相位以相同形状变化。图4中的范例说明每个频率斜坡的45。相变对应λ/(8·2)＝0.78mm的目标距离变化，其中在此数例中波长为λ＝c/24.15GHz＝12.4mm，并且分母中的系数2考虑了波形的往复。从中得出的相对速度Vrel＝0.78mm/20微秒＝140km/h)。相同距离门中，多个具有不同相对速度的目标分离方法是：对每个接收信道和每个距离门通过在例如1024个频率斜坡中产生的复频谱三色值计算第二个DFT。所述第二个DFT的每个离散频率控制点对应一组多普勒频率。由于多普勒频率的扫描，除了其扫描频率的未知整数倍数外只能测定多普勒频率和目标的一组相对速度Vrel，从而能将第二个DFT的离散频率控制点称为相对速度门。在此研究的设计范例中，在可能的相对速度组中始终只有一个对道路交通有意义的或可能的相对速度一参见图5。第二个DFT不仅用于测定相对速度，而且通过其积分也用于提高探测灵敏度-在1024个频率斜坡中大约提高10·log10(1024)＝30dB。
根据所述用于相对速度的第二个DFT，得出每个接收信道的一个二维复合值频谱，其中各个单元可称为距离一相对速度门，并通过目标分别在各所属的距离一相对速度门上出现功率峰值(参见图5)。
最后，合并来自四个接收信道(分属四根接收天线)的信息。源自发射天线、在各目标上反射的波到达四根接收天线m上，m＝0、1、2、3上，根据带有不同相位(m)的方位角α，由于目标和接收天线之间的距离稍有不同。由于接收天线水平等距，四根接收天线上方的相位差线性增加或减少(参见图6)。除了恒定的和可补偿的相位移外，所述相位移直到第二个DFT后可能保持不变，以便通过四个接收信道在每个距离一相对速度门中能进行数字辐射成形。对此通过四个接收信道的复合值构成总数。所述复合值与带线性增加的相位在综合系数组相乘。根据相应系数组的线性相位变化得出不同辐射方向的辐射杆。所述辐射杆的辐射宽度明显小于各接收天线辐射杆的辐射宽度。上述求和通过例如8点DFT实现，其中四个接收通道的四个值用4个零进行补充。所述DFT的离散频率值对应不同的方位角，因此能被称为角度门n(例如n＝0、1、....7)。
根据所述用于方位角的第三个DFT，得出一个三维复合值频谱，其中各个单元可以被称为距离一相对速度门，并通过目标在各自所属的距离一相对速度一角度门上出现功率峰值。图7对此进行说明。左边显示的是三维DFT前的数据，右边显示的是三维DFT后的数据。通过测定功率峰值可探测目标，并测定其距离、相对速度(除可能的多值性外，见上)和方位角参数。由于功率峰值受DFT开窗的限制在相邻单元内也有电平，因此可通过插补法根据所述电平以比门宽度更精确的方式测定目标尺寸。应注意，选择三个DFT的窗口函数时，一方面功率峰值不能太宽，以便实现充分的目标分离，但另一方面，窗口频谱的旁波杆不要太高，以便在有反射强度很高的目标存在时也能识别反射强度弱的目标。从功率峰值的高度还可将其反射截面作为第四个目标尺寸进行评估。所述截面说明，目标反射雷达波的强度如何。所述的目标探测和所属目标尺寸的测定表示一个测量循环，并提供一个周围环境的瞬间图。这过程例如大约每30毫秒循环重复。
在实际雷达系统中，在雷达频率范围(例如24GHz)或电子分析装置低频部件工作或敏感的范围内(例如大约在50Hz至1GHz范围内)会出现干扰耦合输入或辐射。这些干扰可通过其他系统或雷达系统本身引起，例如：
-在相同高频范围内工作的雷达系统的辐射。所述辐射通过接收天线进入。
-由其他低频范围内的系统(例如车外无线电系统或车内的其他系统)引起的辐射或耦合输入。这些辐射或耦合输入通过非理想屏蔽的外壳或机动车侧的输入导线进入。
-在低频接收信道中耦合输入的、由雷达系统本身产生的干扰信号(例如电压调节器脉冲)。
在没有专门措施的情况下，所有这些干扰可能导致误以为探测到实际上并不存在的目标。人们称之为可能导致驾驶员辅助功能错误反应的虚幻目标。例如，如果电压调节器500kHz的脉冲同样耦合输入到所有四个接收信道，那么，在三维频谱中(第三个DFT后)得出一个功率峰值。所述峰值使得在方位角为0°、相对速度0km/h时能探测正好6米距离内的目标。如果用雷达系统实施FSRS(全速范围雷达)功能，这就意味着，不断错误探测到一辆间隔很小、以相同速度在前面行驶的车辆。自己的机动车为了达到足够大的间距进行制动一由于所述虚拟目标的间距和相对速度始终保持不变(它和自己的机动车以几乎相同强度制动)，这就导致了几乎使车辆停止的制动，这当然是无法接受的，并可能成为安全上的临界。
为了避免所述问题的产生，用于混合的振荡器信号相位通过可开关切换的转换器1.4从斜坡到斜坡随机旋转180°或保持不变。在每个斜坡范围内，所选择可开关切换转换器的设置分别保持恒定。由此，接收信号的相位在混合后以相同形式改变，即旋转180°或保持不变。对进行转换的频率斜坡，必须在稍后阶段重新修正，例如在第一个DFT后。对此应简单地将相应数值乘以-1(相当于回旋180°)。然后，从目标反射获得的有效信号通过三个DFT重新相干积分。由此得出与没有通过相应的距离一相对速度一角度门上的功率峰值进行随机转换相同的三维频谱。
例如在低频接收信道中通过一个电压调节器500kHz脉冲的耦合输入，在修正斜坡上方的相位变化前是相干，但在修正后通过与-1或+1的斜坡到斜坡随机乘法变为不相干，使得它们通过在第二和第三个DFT中进行的积分在斜坡上不再产生功率峰值，而是其功率随机分散到所有离散频率控制点上，从而产生白色噪声信号。这种噪声信号以三维频谱的形式出现在6米距离门的所有单元内，并以衰减的形式出现在各相应的1-2个前面和后面的距离门上一在其他距离门单元内没有出现提高的噪声信号，因为在每个斜坡内耦合输入发生相干作用，这样通过第一个DFT还不会转换为噪声信号。在上述设计范例中的设计(共1024个斜坡)中，通过耦合输入产生的噪声信号低于功率峰值约10·log10(1024)≈30dB。该峰值产生于没有相位变化时。这在图8中针对500kHz的高强度耦合输入进行了说明。如果这种噪声超过系统噪声(如图8所示)，则得出雷达系统的灵敏度损失。通过电路的适当布局可避免这类高强度的过耦合。
相同的原理适用于上面提到的其他干扰耦合输入或辐射。通过随机转换，它们只在极少的距离门内产生有可能被提高的噪声(只要通过它们产生的噪声超过系统噪声)，但不产生虚幻目标。
根据图10的结构形式2
迄今为止，在根据图1的结构形式1中，理想情况是功率只通过发射天线1.1辐射。但实际上功率也通过接收天线1.2辐射，因为混频器1.5隔离不理想，也就是说部分源自振荡器的混频器输入功率通过混频器泄漏到接收天线，并在那里辐射。对在所谓的ISM带内工作的24GHz窄带雷达，从振荡器传送到发射天线的功率至少与发送到混频器的功率一样大。由于典型情况下混频器具有至少20dB的隔离，因此通过接收天线辐射的功率相对于(来自发射天线)本来的发射功率而言可以忽略不计。对于24GHz的宽带雷达一即所谓的超宽频带雷达而言，适用的频率许可非常有限。这种频率许可只允许辐射极小的发射功率，这就导致因隔离不充分通过原来的接收天线意外辐射的功率与通过发射天线辐射的功率一样大。在根据图1的布局中，这导致在(考虑了两个上面提到的功率部分的)合成发射天线图中可能产生严重干扰(参见图9)，这使得在某些规定的方位角方向雷达系统非常不灵敏，从而在这些方位角上不再能探测到较弱的反射目标，从而使这些目标被忽视。
现在，下面结构形式举例也可轻而易举地设计用于带多根发射天线和至少一根接收天线的雷达系统，并根据带一根接收天线和4根发射天线的结构形式进行说明。
因此现在研究图10中说明的雷达系统。主要通过下列方法区分原始雷达系统(结构形式1)：只有唯一一根接收天线(取代四根)，但有四根等距、在一个平面内的发射天线(取代一根)。四根发射天线通过一个多路器10.11按顺序运行：在每个斜坡中分别只有一根天线发射，在此情况下从斜坡到斜坡切换到下一根天线。斜坡的总数(1024)相同时，在每根发射天线中辐射256个斜坡。此外，信号评估由一个与上面有两个小区别的三维DFT构成：一方面，第二个DFT长只有256。另一方面，未消失的目标相对速度导致四根按顺序控制的发射天线接收信号之间产生线性相位移：这种线性相位移叠加到由目标的方位角所产生的线性相位移。由于所述相对速度是从第二个DFT起确定的，例如可在第三个DFT前，但也可在以后计算出相对速度引起的相位移。
此外，根据图10，的雷达系统在UWB运行时在斜坡上方没有相位变化的情况下存在缺点，即在发射天线图中由于意外通过接收天线辐射的功率导致严重干扰。另外还有一个问题：这个通过接收天线辐射的功率明显扭曲了角度形成，一方面导致错误测量目标方位角；其原因如下：由发射天线辐射、并在目标上反射的功率根据在接收信号中的目标方位角导致四根发射天线上方的线性相位移(这可根据图6进行说明)。由接收天线辐射，并在目标上反射的功率在接收信号中其相位与所使用的发射天线无关。所以，接收信号由带有发射天线上方线性相位移的部分以及恒定部分构成，使得总数不再具有发射天线上方的线性相位移，由此导致基于线性相位移假设的方位角形成出错。
通过下列方法可避免上述两个问题(发射天线图中的干扰和错误的方位角形成)：用于混合的振荡器信号相位通过可开关切换的转换器10.4从斜坡到斜坡随机旋转180。或保持不变。在每个斜坡范围内，所选择的转换器设置相应保持恒定。在斜坡上看，由此通过接收天线辐射的功率互不相关，因而与通过发射天线辐射的功率不相干。通过接收天线辐射、并在目标上反射的功率在接收信号中仅作为相应距离门中的极小噪声信号重新起作用。所述噪声信号低于在没有相位变化情况下(即在1024斜坡上通过第二个和第三个DFT相干积分时)会得出的功率，约为10·log10(1024)≈30dB。
根据图11的结构形式3
下面的结构形式举例也可轻而易举地设计用于带有多根发射天线和至少一根接收天线的雷达系统，并根据带一根接收天线和两根发射天线的结构形式进行说明。
现在须观察研究图11中展示的较简单的雷达系统。原则上通过以下几点区别根据结构形式2的上述雷达系统：
-只有两根发射天线(取代4根)，
-两根发射天线同时操作，即1024个斜坡中的每一个被同时发射到两根天线上(以此省略多路器)，
-可开关切换的转换器11.4安装在两根发射天线之一前(不安装在振荡器和混频器之间)。
通过可开关切换的转换器11.4，第一根发射天线的信号相位从斜坡到斜坡交替变化0°和180°-每个第二今斜坡会对信号加以转换。其间保持不变。第二根发射天线的信号相位不变。第一根发射天线信号的交替相位导致源于所述发射天线的接收信号在斜坡上方通过半斜坡重复频率(即25kHz)进行调制。从而接收信号在第二个DFT后以其多普勒频率频移25kHz。源自第二根发射天线的接收信号在多普勒器中未频移。对于其相对速度对应5kHz多普勒频率的目标而言，在第二根发射天线接收信号的第二个DFT后得出5kHz时的功率峰值，对于第一根发射天线的接收信号得出30kHz时的功率峰值。以此在第二个DFT后通过频率分离源自第一根发射天线和第二根发射天线的部分。可将第一根发射天线的部分向后频移25kHz，随后进行角度形成的第三个DFT(例如这里长度为2的DFT)。
取代确定的交替相位变化也可随机塑造。但必须两次确定第二个DFT，一次是在修正相位变化的情况下，一次是在未修正相位变化的情况下。在考虑到相位修正的DFT中，源自第一根发射天线的接收信号会产生功率峰值，与此同时，源自第二根发射天线的接收信号会产生大约30dB以下的噪声信号。在没有考虑相位修正的DFT中情况刚好相反。由此可再次分离两个部分。
根据图12的结构形式4
现在下面的结构形式举例也可轻而易举地设计用于带有至少一根发射天线和多根接收天线的雷达系统，并根据带一根发射天线和两根接收天线的结构形式进行说明。
最后须观察研究图12中说明的简单雷达系统。原则上通过以下几点区别根据结构形式2的上述雷达系统：
-只有一根发射天线(取代2根)，有两根接收天线(取代1根)，
-两根接收天线同时接收的信号在混频器后在加法器12.11中得出总数，此时先前属于第一根接收天线的信号通过可开关切换的转换器12.4(随后通过加法只需要一个接收信道)。
现在通过可开关切换的转换器12.4，第一根接收天线混频器输出信号的相位从斜坡到斜坡交替变化0°和180°。类似上述结构形似举例3，在第二个DFT后，源自第一根接收天线的信号部分以多普勒频率频移半斜坡重复频率，因此能再次与第二根接收天线未频移的信号部分分离。
可开关切换的转换器相位在0°和180°之间随机变化通过长31的反馈二进制移位寄存器实现。如果移位寄存器的输出等于1则进行转换，为0则不转换。因此常常均等出现两种状态，前后连续状态(即从斜坡到斜坡的各相位变化)与非常近似法不相关，这就使由于相位变化引起的噪声信号在采用非常近似法的三维频谱中是白色信号。由于移位寄存器不完全是随机过程(例如输出顺序有一个2L的周期，其中L是移位寄存器长)，人们常常更准确地称之为伪随机过程。
实际的目标常常是延伸的，并不是目标的每个部分都具有与雷达系统相同的相对速度(尤其是在近距范围内的动态情况下)。这就导致了从一个实际目标可能获得具有不同距离、方位角和相对速度大小的多个探测结果。这些参数对应于目标的不同部分。这里谈到目标时，可能仅涉及一个实际目标的部分。
最后要提到的是，上面的考虑自然也可应用于其他系统构造，例如，带两根发射天线和四根接收天线的系统。

Claims (18)

1.一种机动车雷达系统的干扰辐射抑制方法，其中
－在一个测量循环中，发射一个或多个基本上相同的高频的单信号，并且这些单信号的时间间隔平均大于所接收信号的与最感兴趣的距离对应的传播时间，
－将所接收信号与高频信号混合，由此形成表示单信号序列的低频接收信号，
－通过改变单发射信号和/或用于混合的高频信号和/或低频单接收信号本身的相位，对于连续的低频的单接收信号改变其相位。
2.根据权利要求1所述的方法，所发射信号的振幅响应曲线包含一个或多个短脉冲序列，并且对于各个脉冲，相位是不同的。
3.根据权利要求1所述的方法，所发射信号的频率响应曲线包含一个或多个相同斜率的线性频率斜坡序列，并且对于各个斜坡，相位是不同的。
4.根据权利要求1至3之一所述的方法，其中单发射信号和/或用于混合的高频信号和/或低频单接收信号的相位变化以确定的方式或以伪随机的方式或以随机的方式进行，或者由确定分量和随机或伪随机分量组成。
5.根据权利要求1所述的方法，其中相位变化通过以下方式实现：信号能被选择性地转换，即能在相位上旋转180°或保持不变。
6.根据权利要求1所述的方法，其中相位变化被用于使得自身或由其他系统在雷达频率范围内或在电子分析装置的低频部件工作或灵敏的范围内引起的干扰耦合输入或干扰辐射在进行信号处理时相对于目标的接收信号处于不相关状态，并且因此能被明显抑制。
7.根据权利要求1所述的方法，其中在用不同天线同时接收和发射时，通过相位变化，在目标上反射并接收到信号处理设备中以后至少尽可能将用于混合的高频信号的经接收天线无意地发送的分量与经发射天线发送的信号分离。
8.根据权利要求1所述的方法，其中在用不同天线同时接收和发射时，通过相位变化，在目标上反射并接收到信号处理设备中以后至少尽可能将用于混合的高频信号的因分离不理想或因为接收路径的反向隔离不完全而经接收天线无意地发送的分量与经发射天线发送的信号分离。
9.根据权利要求7所述的方法，其中存在多个用于发射和/或接收的天线，这些天线以不同的组合并行或串行使用，根据在不同天线组合的情况下通过目标上的反射而接收到的信号来确定所述目标相对于雷达系统的角度，并且通过相位变化至少尽可能避免角度确定错误。
10.根据权利要求7所述的方法，其中相位变化构造为使得通过发射和接收天线所发射的功率的叠加不会导致探测灵敏度明显下降的角度范围。
11.根据权利要求1所述的方法，其中在信号处理设备中与有效分量相关且与干扰分量不相关地对低频单接收信号进行积分，使得干扰分量仅显示为噪声信号，从而不会导致错误的目标探测和/或目标尺寸的明显误测。
12.根据权利要求1所述的方法，其中同时在多个天线上发射，各个天线的单发射信号相互之间的相对相位被改变，由此，各个天线的发射信号当在同一天线上接收时能至少近似地被分离。
13.根据权利要求12所述的方法，其中同时在两个天线上发射，并且这两个天线的单发射信号相互的相对相位随机地或伪随机地或对于各个单发射信号交替地被改变0°和180°。
14.根据权利要求1所述的方法，其中同时在多个天线上接收，其接收信号在高频或低频范围内相加，并且在相加时各个天线的单接收信号相互之间的相对相位改变，由此，各个天线的接收信号稍后在信号处理设备中能至少近似重新分离，从而接收信号的一部分处理能在一个共用路径中进行。
15.根据权利要求1所述的方法，其中在分析各个单接收信号之前或之时或之后，修正所使用的相位变化。
16.根据权利要求1所述的方法，其中，这些单信号的时间间隔平均大于所接收信号的与最感兴趣的距离对应的传播时间，这适用于测定目标的相对速度和提高探测灵敏度。
17.一种机动车的周围环境探测雷达系统，所述周围环境探测雷达系统借助于根据上述权利要求之一的方法抑制干扰辐射的影响，所述周围环境探测雷达系统包括：
－用于辐射发射信号的发送设备，所述发送设备能包含多个天线，
－用于接收在目标上反射的发射信号的接收设备，所述接收设备能包含多个天线，
－用于处理所接收信号的信号处理设备，
－在一个测量循环中，发射基本相同的高频的单信号的一个或多个序列，并且这些单信号的时间间隔平均大于所接收信号的与最感兴趣的距离对应的传播时间，
－所接收信号与高频信号混合，由此形成表示单信号序列的低频接收信号，
其特征在于，
还设置有用于单信号相移的设备，并且
通过利用所述用于单信号相移的设备改变单发射信号和/或用于混合的高频信号和/或低频单接收信号本身的相位，对连续的低频单接收信号改变其相位。
18.根据权利要求17所述的雷达系统，这些单信号的时间间隔平均大于所接收信号的与最感兴趣的距离对应的传播时间，用以测定目标的相对速度和提高探测灵敏度。
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