CN102257737A - 将相同的复用无线电资源用于导频和信息信号 - Google Patents

Abstract

本文描述用于使用相同的复用无线电资源同时传送导频序列和信息信号的方法和设备。在通过多径传播信道(20)进行传播之后，接收器(200)接收已传送导频和信息信号，将已接收信号(R)与已知导频序列进行相关，以便确定一个或多个相关性值，并且基于相关性值来估计多径传播信道。接收器使用信道估计来处理已接收信号，以便从信息信号中去除导频序列。通过使用相同的复用无线电资源来传送导频序列和用户信息信号，本发明使更多无线电资源能够分配给信息信号，而没有损害基于导频的信道估计，并且在接收器处提供对已传送导频序列的更规则访问。

Description

将相同的复用无线电资源用于导频和信息信号

技术领域

一般来说，本发明涉及无线通信，具体来说，涉及估计发射器与接收器之间的传播信道。

背景技术

传送到无线接收器的信息信号通过多径传播信道进行传播，这使信号的幅度和相位失真。为了得到高数据速率，接收器估计传播信道，并且处理已接收信号，以便减轻传播信道的不利影响。为了便于这项工作，发射器通常向接收器传送已知导频序列。接收器处理该已知导频序列，以便估计传播信道。例如，接收器可将已知导频序列与已接收导频序列进行相关，并且基于相关性值来估计传播信道。

在常规系统中，发射器将分开的无线电资源分配给信息信号和导频序列。例如，在TDMA(时分多址)或FDMA(频分多址)系统中，发射器在与信息符号不同的时刻传送导频符号。在CDMA(码分多址)系统中，发射器将不同正交扩展码分配给导频序列和信息信号。在使用多个副载波频率来传送信息的OFDM(正交频分复用)系统中，发射器将所述副载波频率中与信息信号不同的副载波频率分配给导频符号序列。在所有情况下，导频符号序列窃取可能原本用于信息信号的无线电资源。

为了满足对大量无线多媒体的不断增加需求，例如通过使用更高阶调制星座、例如16QAM，无线通信系统可要求更高的数据速率。处理更高数据速率信号要求更高的信噪比，以便得到可接受的差错率。此外，处理更高数据速率信号要求更准确的信道估计。由于发射器可用的受限无线电资源以及在接收器处可用的受限处理资源，得到充分准确的信道估计越来越是一个难题。例如，TDMA或FDMA系统中在不同时刻所发送的信息信号和导频序列防止通过导频序列与信息信号的时间重叠所引起的相互干扰，这使接收器能够从已接收导频序列来估计传播信道。但是，如果传播信道的相位随时间而改变，则已接收导频序列在与对已接收信息信号进行解码所需的不同时刻产生信道或相位信息。为了考虑相位信息中的时间差，接收器可使用内插或“信道跟踪”来得到所需信道估计。当信道快速变化时、例如在高速环境中，或者当信噪比较低时，信道跟踪可能很困难。因此，需要一种在没有过度增加导频符号的开销或谱占用的情况下更连续地提供准确信道估计的改进方法。

发明内容

本发明包括使用相同的复用无线电资源同时传送导频序列和信息信号的方法和设备。例如，TDMA网络可在相同时刻(例如在相同符号周期、在已分配时隙传送导频序列和信息信号，OFDM网络可在相同OFDM符号块周期期间使用相同组副载波频率来传送导频序列和信息信号，或者CDMA网络可使用相同的正交扩展码来传送导频序列和信息信号。

在通过多径传播信道传播之后，在接收器处接收已传送导频和信息信号。接收器将已接收信号与已知导频序列进行相关以确定一个或多个相关性值，并且基于相关性值来估计多径传播信道。然后，接收器使用信道估计来处理已接收信号，以便从信息信号中去除导频序列。在一个实施例中，接收器将已知导频序列与确定的信道估计相乘以确定已接收导频序列估计，并且从已接收信号减去已接收导频序列估计，以便从已接收信息信号中去除导频序列。在另一个实施例中，接收器使用确定的信道估计对已接收信号进行解码，以便从信息信号中去除导频序列，同时对信息信号进行解码。

通过使用相同的复用无线电资源来传送导频序列和用户信息信号，本发明使更多无线电资源能够分配给信息信号，而没有损害基于导频的信道估计。此外，由于同时接收导频序列和信息信号，所以本发明提供对导频序列的更规则访问。因此，将相同的复用无线电资源用于导频序列和信息信号允许更连续的信道估计。

附图说明

图1示出按照本发明的一个示范实施例的无线通信系统。

图2示出按照本发明的一个示范实施例的传输方法。

图3示出按照本发明的一个示范实施例的接收方法。

图4示出按照本发明的一个实施例、图1的无线发射器的OFDM基带处理器和控制器。

图5示出与示范导频序列重叠的示范OFDM符号。

图6示出与示范导频序列对齐的示范重叠OFDM符号。

图7示出按照本发明的一个示范实施例的接收器。

图8示出按照本发明的一个示范实施例的OFDM脉冲整形。

图9示出根据本发明的一个示范实施例、图1的发射器的传送单元。

图10示出根据本发明的一个示范实施例、用于生成导频序列的方法。

图11示出与示范导频序列重叠的示范TDMA突发。

图12示出按照本发明的一个示范实施例、图1的无线发射器的TDMA基带处理器和控制器。

图13示出根据本发明的一个示范实施例、图7的接收器的信号处理器。

图14示出根据本发明的一个示范实施例、图7的接收器的信号处理器。

图15示出一组八个正交沃尔什码。

图16示出按照本发明的一个示范实施例、图1的无线发射器的CDMA基带处理器和控制器。

图17示出根据本发明的一个示范实施例、CDMA信号在经过图16的CDMA基带处理器时的进展。

具体实施方式

本发明使用例如时间、频率或正交扩展码等相同的复用无线电资源来同时传送导频序列和用户信息信号，这允许导频序列占用与用户信息信号相同的频率、时间或正交码资源。此外，本发明通过在接收器处去除已知导频序列，来避免导频序列与用户信息信号之间的干扰。在进行这样的操作时，本发明提供在没有减少可用于用户信息信号的无线电资源的情况下传送用于信道估计的导频序列的方法。本发明可适用于使用复用无线电资源的任何无线通信系统，例如TDMA、CDMA或FDMA系统。为了简洁起见，根据作为一种特定类型的FDMA系统的正交频分复用(OFDM)系统来描述本发明的细节。下面假定OFDM系统具有各为5kHz宽的N＝1024个副载波频率。大家会理解，所述OFDM系统并不局限于1024个副载波频率或者5kHz副载波带宽。

图1示出包括发射器100的无线通信系统10，发射器100按照图2的方法160经由多径传播信道20同时向接收器200发送导频和信息信号。发射器100包括控制器110、基带处理器120、传送单元140和一个或多个天线150。控制器110基于当前操作通信标准和可用无线电资源将复用无线电资源分配给发射器100。例如，控制器110可在无线通信系统10包括OFDM系统时分配副载波频率集合。基带处理器120处理输入用户数据，以便生成信息信号。基带处理器120还使用已分配复用无线电资源来传送信息信号(框162)，并且使用相同的已分配复用无线电资源同时传送导频序列(框164)。传送单元140通过例如执行数模转换、上变频和放大，来格式化组合的导频和信息信号T，以便经由天线150传送。因此，发射器100使用相同的复用无线电资源同时传送用户信息信号和导频序列。

接收器200按照图3所示的示范方法270来接收并且处理多径信号。接收器200将已接收信号与已知导频序列进行相关，以便确定相关性值(框272)。然后，接收器200处理相关性值，以便确定整个宽带信道20的脉冲响应的一组系数(框274)。宽带信道脉冲响应的该组系数在本文中称作信道估计。接收器200还基于确定的信道估计来处理已接收信号，以便从信息信号中去除导频序列，并且生成信息信号的估计(框276)。例如，接收器200可从已接收信号减去已接收导频信号的估计，或者可使用确定的信道估计来对已接收信号进行解码，以便同时对信息信号进行解码和去除导频序列。

图3示出OFDM发射器100的一个示范基带处理器120。控制器110将数据比特分配给N个副载波频率，例如N＝1024。按常规，一些比特包括用户信息比特，而其它比特包括导频比特。在本发明中，所有比特可包括用户信息比特。基带处理器120包括串并转换器122、N个映射单元124、N点离散傅立叶变换(DFT)单元126、并串行转换器128和组合器130。串并转换器122将输入数据比特转换成N组并行比特。各映射单元124使用适当复调制星座将一组对应输入并行比特映射到复符号值S_n，其中n＝1，2，...，N。因此，映射单元124输出最高达N＝1024个复符号值，它们被输入到N点DFT单元126。备选地，映射单元124可定位在串并转换器122之前，使得将比特顺序地映射到复符号值。然后，串并转换器122将复符号值的串行流转换成N个并行复符号值，以便同时输入到DFT单元126。

可包括快速傅立叶逆变换(FFT)单元的DFT单元126将傅立叶逆变换应用于N个复符号值的各输入块，以便输出N个复OFDM样本，本文中统称为OFDM符号或样本块D。N个复OFDM样本的每个包括同相分量D_in和正交相位分量D_Qn。并串行转换器128对复样本进行串行化，以便生成包括同相分量D_I和正交相位分量D_Q的复信息信号。在经受使用傅立叶变换的谱分析的情况下，这时的时间串行复序列(D_I，D_Qn)看来由各采用N个输入复符号值S_n其中之一来调制的N个预期副载波频率组成。

在一些实施例中，DFT单元126包括K点DFT单元126，其中K＞N。超尺寸DFT单元126变换多于N个输入符号值。超尺寸DFT单元126超出接受输入符号值S₁、S₂、...S_N所需的额外输入设置成零样本值。超尺寸DFT单元126的输出包括每Hz带宽多于一个样本。例如，如果超尺寸因子为2∶1，使得存在N个用户符号值输入和N个零值输入，则该输出包括每Hz带宽两个时域样本。每Hz带宽具有多于一个样本的有益效果在于，使信号谱中不希望的混叠分量远离预期信号分量，这使发射器单元140中的抗混叠滤波器(图9)的工作更简易。

为了将相同的复用无线电资源应用于导频序列、例如相同组副载波频率，组合器130将D_I和/或D_Q与预定导频序列P线性组合，其中导频序列P的幅度通过增益因数α给出。线性加法在传送单元140中的上变频之前并且因此在传输路径噪声和多径失真相加之前发生。虽然该组合示为在数字数值域中执行，但是组合器130备选地可线性组合OFDM符号和导频序列的模拟表示。另外，虽然图4示出将同一个导频序列单独加到D_I和D_Q，但是大家会理解，可以仅将导频序列加到D_I和D_Q其中之一。备选地，可将不同导频序列加到D_I和D_Q。此外，导频序列的信号值可在输入到并串行转换器128之前个别地加到由DFT 126输出的每个I和/或Q样本。

导频序列在通过任何滤波器、例如抗混叠滤波器进行滤波之前线性地加到OFDM样本(图9)，其可具有根奈奎斯特脉冲形状。发射器100中的根奈奎斯特滤波器或脉冲形状的使用意味着，在接收器200处的类似滤波或加权之后，总系统脉冲形状具有奈奎斯特性质。

理想导频序列包括具有M＝2^l-1个信号值、例如诸如比特之类的二进制信号值的伪随机数(PRN)序列，其中M只是小于OFDM符号中样本数量的一个信号值。优选地，该序列具有同样影响各OFDM频率信道的平谱。因此，在1024个样本的OFDM符号的当前示例中，理想导频序列包括其中包含1023个信号值的最大长度序列(MLS)。

为了便于说明，下面根据MLS来描述导频序列。但是大家会理解，导频序列可包括任何PRN序列。基带处理器120例如使用反馈移位寄存器来生成MLS的M＝2^l-1个信号值，其中l表示寄存器的长度，并且其中2^l一般等于OFDM样本的数量N。MLS的循环旋转接近相互正交，并且具有-1/M的相关性。这种性质对于生成用于估计多径传播信道的脉冲响应的导频序列几乎是理想的。

存在可使用的长度1023的30个不同的已知MLS。产生最大长度序列的反馈寄存器抽头是已知的并且已公布，以及下表给出产生长度1023的序列的10态寄存器的已知抽头。

从不同MLS所得出的码不是相互正交的，而只是呈现具有彼此的循环旋转的随机相关性。

图5示出由DFT单元126输出的一个示范1024样本OFDM信息符号可如何与长度M＝1023的MLS重叠。导频序列信号值的较小高度指示一般可给予导频序列比OFDM符号更低的功率，这通过α的选择来确定。例如，导频序列功率可以是OFDM符号功率的10％，即，导频序列幅度可小于OFDM符号幅度的1/3。对于导频序列，10％的OFDM符号功率的损耗仅表示传输效率的0.5dB损失。这种损失是当TDMA信号包括10％导频序列和90％用户数据时出现的完全相同的损失。但是，导频序列和信息信号的线性组合再使用副载波频率，相比用于传送OFDM导频序列的常规方法，这提供将带宽占用率降低10％的增加益处。因此，转向导频序列的功率/能量在所有系统中是相似的，但是本发明具有更好的谱效率的优点。

已知导频序列与OFDM符号的重叠不会干扰OFDM符号，原因在于当接收器200对符号进行解码时，已知导频序列可被减掉或者以其他方式去除。OFDM符号中的样本值可干扰导频序列信号值，除非在解码过程之后或期间去除干扰。例如，可使用所谓的两遍解码过程，由此，在通过减去刚解码数据的影响对数据进行解码时的第一尝试、随后的采用改进信道估计对数据进行解码时的第二尝试之后，重复进行信道估计。但是，如果如卫星通信系统中可能出现的那样，系统工作在负信噪比，则导频序列信号值受到重叠数据符号的影响比受到噪声的影响要小。此外，虽然按常规只有共享无线电资源的一小部分专用于导频序列，但是在本发明中，整个无线电资源可由用户和导频数据占用。因此，存在可用于信道估计的更多导频符号。

如图5所示，MLS具有比OFDM信息符号中的样本数量少一个的信号值。因此，MLS信号值在每个OFDM样本可增加一个信号值，其中长度不匹配可按照许多可选方式来处理。例如，如果1023信号值MLS被重复并且叠加在1024样本OFDM符号上，则MLS与连续OFDM符号之间的对齐对于每个相继符号将移位一个样本，并且将在1023个符号之后重复。对于大约0.2ms的符号时长，MLS模式大约每0.2秒重复进行，这并不过大，并且可表示为“帧”。对于这种情况，重要的是提出一种协商系统定时的方法，以便使接收器200知道它当前对帧中的1023个符号的哪一个进行解码，并且因此知道哪一个循环导频序列移位用于信道估计。因此，OFDM信息符号的大小与MLS的长度之间的不匹配可变成一个特征，即系统时钟结构的提供。

备选地，可能优选的是提供MLS与各OFDM符号之间的相同对齐。一个实施例通过将MLS的长度扩大到1024个信号值以生成扩展MLS，来对齐MLS。另一个实施例通过如图6所示将相继OFDM符号重叠一个样本，以便有效地创建具有1023个样本而不是1024个样本的OFDM符号，来对齐MLS。当样本的时长为0.2μs时，这种重叠具有一定程度上相当于0.2μs信道多径延迟扩展的可忽略作用。例如，在陆地移动环境中，通信系统应当设计成处理最高达16μs的延迟扩展，从而使0.2μs延迟扩展可归因于不重要的OFDM符号之间的一个样本重叠。因此，有可能使用与每一个1024样本OFDM块符号完全对齐的循环重复的1023信号值MLS。

传送单元140使用任何已知方式来处理和传送由基带处理器100输出的组合的导频和信息信号。例如，传送单元140可包括：数模转换器/滤波器单元142，用于将数字组合信号转换成模拟组合信号并且使用抗混叠滤波器对模拟组合信号进行滤波；调制器144，用于使用例如正交调制器将经滤波信号上变频为射频；以及放大器146，用于放大经上变频的信号，如图9所示。传送单元140经由天线150向接收器200传送已放大信号。

接收器200通过将已接收信号与已知导频序列进行相关，来估计发射器100与接收器200之间的传播信道。为此，图7示出一个示范接收器200，其中包括低噪声放大器(LNS)210、下变频器220、样本存储器230、匹配滤波器232、相关器240、信道估计器250和信号处理器260。LNA 210放大已接收信号，并且下变频器220将已接收信号从RF下变频为复基带。样本存储器230通过收集和存储样本，来执行串并转换。此外，其它信号处理功能可从存储器230读取值，并且将经修改的值写回到存储器230中。可包括样本匹配滤波器、用于脉冲整形OFDM的脉冲整形匹配滤波器或者它们两者的匹配滤波器232对来自存储器230的所收集和存储的样本进行滤波。相关器240在由匹配滤波器232进行滤波之前或之后将已接收样本与已知导频序列进行相关，如本文进一步描述。信道估计器250基于由导频相关器240输出的相关性来估计各OFDM副载波频率的信道。例如，信道估计器250可基于导频相关性来计算脉冲响应，并且对脉冲响应执行傅立叶变换，以便得到包括每一个副载波频率处的信道的相位和幅度的频率响应。信号处理器260使用信道估计来处理经滤波的信号，以便从预期信息信号中去除导频序列，以及对用户数据进行解码，如本文进一步描述。大家会理解，匹配滤波器232可实现为信号处理器260的一部分。

用于无线电接收器200的数字信号处理器260的一些实用设计使用存储器230来缓冲各个处理级的输出，并且保存它们以便输入到下一级。高级软件驱动控制单元向各处理单元232、240、260等等发出命令，以便指示它应当从存储器230的什么位置取其输入、它应当执行什么功能以及它应当将其输出写到存储器230的什么位置。软件操作系统通常在对应命令操作已完成时接收来自该处理单元232、240、260的中断，指示结果这时可用于开始下一个处理功能。这样，通过编辑控制软件中的指令，执行功能的顺序可改变，直到取得满意结果。

如果将上述单个导频序列加到发射器100中的DFT输出的实部和/或虚部，则相关器240可将已接收复信号与导频序列的循环旋转相关。如果导频序列与DFT样本块的关系根据上述定时操作是已知的，则这还产生块定时。

如果导频序列的循环移位形成正交集，则与所有循环移位的相关可使用快速沃尔什-哈达玛变换(FWT)有效地进行。与MLS的所有循环移位的快速相关还可例如通过下列步骤来执行：将一列零值附加到序列移位，并且包含第1024个全零序列以完成1024的正交集，1024信号值序列有时称作简单顺序集或者甚至称作“Calthrop矩阵”额外信号样本还附加到待相关的信号序列，在与所附加零信号值对应的位置具有值零。因此，要将1023个信号样本与1023MLS的所有旋转进行相关，样本集可通过下列步骤来扩展到1024：在位置1024附加零值，并且通过附加第1024个信号值的额外零值使所有序列移位加长一成为1024。还包含第1024个全零序列，以便执行快速正交变换。所得矩阵为1024×1024，并且是正交集，它只是沃尔什-哈达玛矩阵的行和列置换。列置换通过选择MLS来预先确定，并且1024个信号样本可按照相同顺序来置换，使得可执行规则FWT。这种置换例如可通过使用1024个置换索引的预定索引映射表对MLS间接寻址来进行。然后，对置换信号样本执行FWT，并且1024个FWT结果则按照行置换来置换，这可通过经由类似预定索引表对其进行寻址来进行。使用快速沃尔什变换有效地将MLS的所有循环移位进行相关的这种方法与用于通过授予Popovic的美国专利No.6091761“Despreading method andarrangement in commnications system”中所述的Gold码进行相关的方法相似。还已知的是，两组值的循环卷积可通过下列步骤来执行：必要时通过附加零值来扩展值集；对扩展值集进行快速傅立叶变换；将对应FFT输出值相乘，以及对乘积进行逆变换。这种方法是应用于特定多序列相关问题的已知数学定理，并且在授予Rice的标题为“Detectionof a multi-sequence spread-spectrum signal”的美国专利No.5463657中公开。Rice还描述使用查找表来置换样本的顺序。

按常规，常见的是选择用于与导频序列的不同移位进行相关的信号样本的固定集合(即，1023或更少)。选择时间窗口中的信号样本的固定集合的原因通常是因为缺乏关于可位于窗口之外可能影响结果的内容的了解、因为多径信道时间扩散将未知边界信号涂抹到相关性窗口中。在具有叠加的重复导频序列的OFDM符号的连续传输的情况下，与窗口接界的样本不是未知的，而是已知为包含导频序列的循环重复的某个部分。因此，任何连续1023个信号样本的选择包含具有待确定的某个循环旋转的完整导频序列。这个选择允许使用信道估计的备选方法，由此相关器240将固定导频序列与1023个相继信号样本的不同移位进行相关。

这种相关可按照不同方式来执行。在第一实施例中，相关器240将信号样本与通过下列矩阵乘法所述的导频序列的所有移位进行相关。

等式(1)中，C₁...C_N是待确定的相关性值，R₁...R_N是已接收信号样本，以及P₁...P_N是循环重复导频序列的信号值。当序列信号值为复数时，如同在I和Q信道上使用不同导频序列或者相同导频序列的不同移位时那样，则将使用导频序列信号值的复共轭，由^*表示。复共轭可通过反转序列的虚值或Q值来得到。

在另一个实施例中，相关器240将导频序列与已接收信号样本的相继移位进行相关，如下列矩阵乘法所述。

等式(2)中，信号样本矩阵包括m×(N+m-1)矩阵。等式(2)可由等式(3)等效表示，其中导频序列矩阵包括m×(N+m-1)矩阵。

等式(3)的相关性值可按照缩略形式写作：

C＝P^#R.    (4)

其中#表示共轭转置，备选地可定义为最佳说明已接收信号的那些复值，例如作为下式的最小二乘解：

PC＝R.(5)

等式(5)的最小二乘解可表示为：

C＝[P^#P]^-1P^#R.(6)

m×(N+m-1)矩阵[P^#P]^-1P^#可预先计算并且存储在存储器中。

如果来自每个已接收样本R_n上的噪声和重叠数据符号的干扰具有相同均方根(RMS)预计值并且不相关，则等式(5)的最小二乘解是有效的。如果各R_n上的噪声没有相等RMS预计或者是相关的，则接收器200还可包括对已接收信号上的噪声进行解相关的解相关器270。在这种情况下，等式(5)的两侧应当首先与解相关矩阵X相乘，解相关矩阵X是假定为已知或者通过其它方式来估计的相关矩阵C的逆的平方根。这种应用中一种特别感兴趣情况是当不同R_n上的RMS预计已知为R_n的一部分的第一值和其它的第二值时，在这种情况下，矩阵X只可以是对角的，其中元素等于预计RMS噪声值的倒数。实际上，RMS预计确定最小二乘信道估计，同时将更大权重给予最小噪声的R_n。当信道系数的数量m比被相关的信号样本数量N小许多时，通过这种方法求解等式(6)会是有吸引力的。后一种方法还补偿如下事实：MLS的不同移位不是相互正交的，但是具有相关性-1/L，其中L是序列长度。因此，如果使用与等式(1)对应的实施例，则所得相关性C可按照下式与多径延迟系数c₁、c₂、c₃等等有关：

由此可推断出

$\left(\begin{array}{c}{c}_1\\ c_2\\ c_3\\ .\\ .\\ .\\ c_L\end{array}\right)=\frac{1}{L+1}\left(\begin{array}{c}{C}_1-C_0\\ C_2-C_0\\ C_3-C_0\\ .\\ .\\ .\\ C_L-C_0\end{array}\right)---\left(8\right)$

其中

$C_0=\underset{i=-1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{C}_i---\left(9\right)$

它还等于将已接收信号样本与所附加的全零序列(例如所有算术+1序列)进行相关的结果。由等式(7)还可推断出，通过仅对与导频序列移位中的二进制1的位置对应的那些已接收信号样本求平均，可同样对任何特定导频序列移位得到各相关性值。

例如等式(1)所示的将已接收信号与导频序列的循环移位相关的又一种方式是要注意其相继行是第一行的渐进循环移位的矩阵是通过DFT矩阵可对角线化的，如下所示：

其中

当使用导频序列信号值的共轭时，将DFT和IDFT互换，并且使TRANSFORM矩阵值取共轭。因此，与所有循环导频序列移位的共轭的矩阵的相关可通过对已接收信号样本进行傅立叶变换、对具有对角矩阵TRANSFORM的变换结果进行加权、然后对结果进行逆变换来执行。如果希望已接收信号样本的傅立叶变换是与用于对OFDM符号进行解码相同的傅立叶变换，并且后者是IDFT，则可使用如上定义的值TRANSFORM的共轭。

然而，当导频序列的长度比二的幂小一时，并且特别是当它是素数时，等式(10)的DFT和IDFT不可修改为使用快速傅立叶变换来执行。但是，如果扩展导频序列与等于二的幂的扩展长度配合使用，则用于处理已接收信号的相同FFT还用作与导频序列移位进行相关中的第一步骤。

为了连续跟踪传播信道，处理器260还可补偿单独传播路径中的多普勒移位。对于这个实施例，相关器240可在应用去除多普勒移位的假设的信号样本的一个或多个渐进相位旋转之后执行相关操作。例如，如果特定延迟射线的多普勒移位被认为是在±300Hz之间，这表示对200μs样本块时长的±21.6°之间的相位改变，则1024样本符号可经过逐渐相位旋转例如每个样本+22.5/1024度、零和每个样本-22.5/1024度，以便确定哪一个提供各延迟的最佳相关性。备选地，每一个16样本块可对相继符号逐渐旋转22.5/64度或者其任何其它这种变化。通过对不同延迟的单独传播路径射线补偿多普勒移位，可逐个符号连续跟踪传播信道。实际上，可在任何预期时刻通过使用导频序列的适当循环移位与集中于预期时刻的一组信号样本进行相关来估计传播信道。

在相关器240中已接收信号与导频序列的相关优选地产生足够频繁地跟踪传播信道中变化的相关性值。在无线通信系统中，传播信道预计因瑞利衰落而变化，其中衰落谱跨越范围±f_d，其中f_d表示最大多普勒频率。因此，信道估计器250可包括低通滤波器，它采用集中在零频率并且具有2f_d的两侧带宽的滤波函数对相关性值进行滤波。例如，在2GHz处，并且在以70mph或110kph行驶的车辆中，f_d＝203.7Hz，并且滤波器带宽为407.4Hz。对于以300kph行驶的诸如法国SNCFTGV(Train Grande Vitesse)之类的高速列车，f_d＝555Hz，并且滤波器带宽大约为1.2kHz。如果信息信号带宽为B(单位为kHz)，则可将由数据引起的信道估计上的噪声降低，降低因子为B/1.2，这可称作“处理增益”。更准确来说，影响信道估计的数据噪声量等于信息信号的ZFSD(零频率谱密度)乘以信道跟踪滤波器噪声带宽。在GSM蜂窝系统中，例如，信息信号的ZFSD是相同的，好像数据功率均匀地在135kHz上扩展。因此，处理增益大约为10log₁₀(135/1.2)或20.5dB。如果导频序列功率比信息信号功率小10dB，则信道估计-信息信噪比为10.5dB。这个比率可能不充分，因此对于将这种技术用于以类似TGV速度的类似GSM的带宽的信号，可使用更高导频功率，例如相对信息信号功率的-6dB。本发明的一个优点在于，导频能量与信息信号能量的比率可易于由发射器100根据逐个情况和/或动态地改变，与其中导频信号值的数量相对数据符号是固定的并且具有相同幅度的当前GSM系统不同。

如已经提到的一样，导频序列无需干扰数据解码，因为它是可在处理期间被减掉或者以其他方式去除的已知信号，并且因将功率专用于导频序列而引起的信号功率的1dB损失在不受热噪声限制的陆地移动环境中可能不成问题。导频与信息信号功率的其它比率对于诸如卫星通信之类的热噪声限制环境会是最佳的。

OFDM接收器中的信道估计的使用与使用信道估计对已接收信号进行解码的TDMA和CDMA系统略有不同。OFDM一般考虑用于超宽带系统，其中用于处理时间扩散信道的其它部件(诸如维特比MLSE(最大似然序列估计)均衡器之类)会是过于复杂的。OFDM的特性在于，在发射器100处以及随后在接收器200处对数据的傅立叶变换将在时间上相继传送的符号之间的符号间干扰(ISI)或时间扩散转换成频域上的信号电平变化，并且将沿时域的信号变化或瑞利衰落转换成相继频率副载波上传送的符号之间的ISI。OFDM中频域上的信号电平变化也是瑞利分布的，并且按照与其它系统中时域上的信号变化相同的方式来处理。也就是说，交织和纠错编码用于针对信号电平变化。可通过选择信道对其实质上是静态的短OFDM符号长度，来使不同频率载波之间的ISI为最小。

因此，基本OFDM系统中的信道估计一般仅用于提供用于检测在副载波频率上调制的符号的每个副载波频率的相位参考以及提供进入纠错解码器的正确软信息的子信道幅度量度。计算N个副载波频率中每个副载波频率的U*(n)Z(n)满足两种目标，其中n表示N个副载波频率其中之一，Z(n)表示接收FFT之后的那个子信道中的复信号值，以及U(n)表示那个子信道的相位和幅度的估计。

将导频序列与已接收信号进行相关没有产生子信道相位和幅度估计U(n)，而是产生信道估计。但是，傅立叶变换使信道估计与U(n)有关。因此，信号处理器260可对表示为c₁、c₂、c₃等的一组信道估计执行FFT，以便将信道估计转换成一组U(n)估计，其中FFT属于与对OFDM符号使用的相同类型。

信号处理器260还可通过如下备选方法将信道估计转换成U(n)估计。首先，信号处理器260从已接收信号减去采用信道估计加权的已知导频序列，以便得到经修改的已接收信号，如图14所示。随后，信号处理器260通过匹配滤波器232来使经修改的已接收信号通过，匹配滤波器232可包括具有等于按照时间相反顺序来使用的信道估计c₁、c₂、c₃、...的共轭的系数的FIR滤波器。然后，信号处理器260使用脉冲整形函数作为加权函数来执行经滤波样本的加权组合。最后，信号处理器260对加权和组合的样本执行接收FFT。结果直接包含其相应子信道中的值U*(n)Z(n)。也就是说，结果已经对于子信道的相位得到校正，并且具有将要在纠错解码算法中直接用作软符号的正确相对幅度。

OFDM接收器中的宽带信道估计的其它用途可包括天线分集组合、干扰消除和相干宏分集。相干宏分集可按照对于授予本申请人的下列美国专利的CDMA系统所述来执行：7224942，“Communicationssystem using non-polluting pilot codes”；7209511，“InterferenceCancellation in a CDMA receiving system”；7197282，“Mobile StationLoopback processing”；6996380，“Communications system employingTransmit Macrodiversity”；以及6996375，“Transmit diversity andseparating multiple loopback signals”。虽然认为如上述专利所公开的一样使用信道估计可易于适合使用导频序列或其它方式来提供全宽带信道信息的OFDM系统，但是对那些主题进一步详细描述超出本公开的范围。

如果导频序列与OFDM符号的关系通过上述定时选项是已知的，例如导频序列的循环旋转、OFDM符号的重叠、OFDM符号与导频序列的对齐等，则信道估计过程也可用于得到OFDM符号定时。例如，OFDM符号的长度与导频序列的长度之间的一符号不匹配表示导频序列的定时将相对信息信号滑动每个符号一个信号值，并且在1023个符号之后返回到原始定时。当使用循环旋转选项时，可提供粗略系统定时，使得接收器200知道当前帧中的符号编号(在0与1023之间)。诸如GSM和UMTS之类的常规系统提供通过在启动时对同步信道进行监听和解码以确定当前正处理符号1至1023中的哪一个来获取粗略系统定时以便使相关器240可将导频序列的适当循环旋转用于相关过程的示例和解决方案。

虽然不作要求，但是脉冲整形OFDM也可与本发明配合使用。脉冲整形OFDM循环地重复DFT输出样本，其中重复和前重复(prepeat)采用锥形函数逐渐加权为零，由此形成一个脉冲整形OFDM脉冲。脉冲整形OFDM脉冲序列通常采用正好一个DFT样本块周期或者在这个示例中为1024个样本的时间移位相互加性组合。脉冲形状可选择成在时域和频域均具有奈奎斯特性质，使得相同OFDM脉冲中的不同频率副载波是非干扰的，并且不同OFDM脉冲中的相同频率副载波是非干扰的。对角ISI可保留，由此一个OFDM脉冲中的一个频率副载波与不同OFDM脉冲中的不同频率副载波具有非零耦合。双重奈奎斯特脉冲形状以及处理对角ISI的方式分别在授予本申请人的美国专利申请序号12/126576和12/045157中进一步描述。

图8示出当DFT单元126包括超尺寸DFT单元150时生成的脉冲整形OFDM信号的实用细节。来自DFT单元150的输出OFDM符号在之前(作为“前重复1”和“前重复2”)以及之后(作为重复1和重复2)重复进行。通过与锥形函数152相乘，重复的样本块平滑地渐变为在末端的零幅度，以生成加权重复信号154。锥形函数152优选地在时间和频率上均具有根奈奎斯特性质。

加权重复信号154与从先前和后续OFDM符号所得出的相似加权重复信号156、158加性组合。各加权重复信号154、156、158的长度确定多少重复信号在渐变为零之前重叠，并且并不局限于图8的图示中使用的三种。如上文已经提及的一样，重复信号154、156、158可与一个完整符号的移位或者备选地与一个完整符号的移位减去一个导频序列信号值进行组合。如果DFT单元150的超尺寸因子是因子二，则一个导频序列信号值将在时长上对应于DFT 150输出的两个样本。因此，对于这个实施例，组合器130将相继的波形线性加到2N-2个导频信号值的相对移位上。

组合器130将诸如MLS之类的导频序列线性地加到数字域中的脉冲整形OFDM信号。MLS具有2^l-1个信号值，这是OFDM符号中的典型2¹个样本的短一个。因此，MLS可在每个OFDM样本中增加一个信号值，并且长度中一的不匹配可按照上述可选方式的任一种来处理。图9示出组合的加权重复信号154、156、158，它们这时包括在复加法器130中加到来自循环重复导频序列的信号值的串行流的复样本D_I、D_Q的串行流。由复加法器130输出的复信号T_I、T_Q包括线性加到导频序列的ODFM信息信号，它们两者均可按照每Hz 2个样本来过取样。过取样导频序列在采用1023个信号值的非扩展MLS时包括2046个样本，或者在采用1024个信号值的扩展MLS时可包括2048个样本。

过取样导频序列可预先生成并且离线存储。例如，如果重叠相继OFDM符号以便对应于非扩展导频序列的长度，则将1023信号值导频序列输入到1023点DFT。使这种DFT的惯例是输出样本512对应于零频率分量，使得负频率分量对应于样本1至511，而正频率分量对应于样本513至1023。输出样本可放在2046个谱分量的阵列中间，其中索引1024表示零频率。以1至512和1536至2046索引的额外输入设置为零。然后，双倍大小的谱阵列经过2046点IDFT，以便得到2046个信号值的2∶1过取样导频序列。可存储该结果供加法器130中与OFDM信号样本相加时重复使用。

如果不是将相继OFDM符号重叠一个样本，而是将导频序列扩展为具有与OFDM符号相同的长度、例如1024个信号值，则可通过略微修改来使用上述过程。具体来说，导频序列具有1024个信号值，第一DFT为1024点FFT，并且将2046点IDFT改变为2048点IFFT。

如果导频序列为1023个信号值长，并且OFDM符号为1024个样本长，通过滑动相对相位，2046值过取样导频序列按照上述过程预先计算。然后使用2048点2∶1超尺寸FFT来执行OFDM数据符号的2∶1过取样。然后，将2046值导频序列加到相继2046个OFDM符号，其中相对符号对齐每次滑动2个样本。因此，存在用于估计导频序列信号值相对OFDM样本的定时的两种选项。在第一选项中，导频序列信号值的中心与OFDM样本的中心对齐。在第二选项中，导频序列信号值的中心调整值的一半(aligns half a value out)(例如，以2∶1过取样的一个样本)。可使用任一个选项，只要发射器100和接收器200就所选选项预先达成一致即可。

基带处理器120不一定对导频序列应用相同OFDM符号脉冲整形。导频序列的带外谱滚降则趋向于等于任何发射器抗混叠滤波器142的频率响应，而脉冲整形OFDM符号的谱按照脉冲整形函数的傅立叶变换更急剧地滚降。另一方面，如果循环导频序列的重复和前重复如对于OFDM信号一样经过加权和组合，则其谱会相同。存在可能有助于一种方式优于另一种方式的许多方面，其取决于在接收器200处生成的基于导频序列的信道估计要由接收器200使用的目的。下面描述两者的示例。可使用任一种，这取决于这些其它目的，并且两种均被认为落入本文要求保护的本发明的范围和精神之内。

接收器200使用由发射器100所使用的相同整形函数对各OFDM符号的整形重复进行收集、加权和相加。由于由发射器100和接收器200使用的脉冲整形函数均是根奈奎斯特，所以接收器200将产生总奈奎斯特整形，这具有如下性质：实质消除其它重叠OFDM符号，从而避免符号与符号干扰。但是，在导频序列重复用于信道估计之前，如果导频序列重复不是经过脉冲整形的，则使用这种匹配滤波并不适合于导频序列重复。因此，在接收器200处的信道估计可在符号重复的加权组合之前首先执行。因此，接收器200仅执行与发射器抗混叠滤波器142匹配的滤波，这也可适当地是根奈奎斯特，并且然后执行与导频序列的相关，以便确定多径传播信道。在组合OFDM符号的重复之前知道传播信道的一个优点在于，由传播信道的动态变化所引起的符号间的任何相位或幅度变化可在组合之前进行校正。例如，各OFDM符号可在接收器200执行符号与匹配脉冲整形函数的权重的加权组合之前经历与信道匹配的滤波器。信道匹配滤波一般使用具有作为信道估计的时间相反共轭的系数的FIR滤波器。此外，及早知道信道估计允许导频序列对数据的干扰在组合块重复之前被减掉。

理论上有可能在非毗邻谱中使用脉冲整形OFDM，或者甚至切除细网格上的子信道或子信道组，以便避免由其它服务或信号使用的频率。为了在非毗邻谱中使用将导频序列加到OFDM符号的方法，可使用如下方法。OFDM符号可分为多个样本子块，各子块对于覆盖总OFDM谱的子带谱k的n(k)个副载波频率的每个副载波频率包括一个样本。可将长度k导频序列加到OFDM样本子块。因此，各样本子块独自作为具有其自己的叠加导频序列的OFDM符号来处理。

如果n(k)不是二的幂，则选择除了MLS之外的PRN用于导频序列。幸好，由于这类非毗邻系统一般基于使用各OFDM样本子块中的相同副载波频率间距，所以各导频序列的持续时间或周期对于各频率子带是相同的。实际上，只是通过使用一个大FFT在连续覆盖整个谱的OFDM系统中将符号设置为零，来生成非毗邻OFDM信号。因此，图10所示的方法300可用于生成用于所有子带的导频序列信号。首先，对于各子带，选择具有与子带k中的n(k)个副载波频率对应的n(k)个信号值的导频序列(框310)。导频序列优选地具有与其本身的循环旋转的良好自相关函数，例如尽可能接近狄拉克函数。随后，使用n(k)点DFT/IDFT来执行导频序列的n(k)个信号值的傅立叶变换(框320)。然后，将傅立叶变换分量插入由与用于创建OFDM符号的FFT相同大小的一个大FFT的关联子带使用的正确副载波频隙中(框330)。随后，在主(较大)FFT的输入处将数据符号加到导频序列的DFT/IDFT分量(框340)，并且对总和执行较大FFT(框350)。最后，保存该结果用于使用脉冲整形加权函数与先前和后续样本子块进行组合(框360)。最后步骤表明，导频序列这时按照与OFDM符号相同的方式得到脉冲整形。因此，导频序列和OFDM符号的谱是相同的，并且没有违反被切除以形成非谱毗邻OFDM的“禁入”带。

上述方法的又一种修改要认识到在方法300的框310中所选的导频序列可选择成具有狄拉克自相关函数，其在各子带上得到平谱或“白”谱。但是，这个目标可通过将导频序列的傅立叶变换分量选择为具有相等幅度来直接实现。这些分量的相位可选择成使时间波形的峰值幅度为最小。例如，它们并非全部选择为同相，因为那会引起具有高峰值的类似冲激的时间函数，这可使发射器100消波。将导频信号值插入信号谱的这种方法与插入导频信号值取代数据样本的已知方法之间的差别在于，本文所提出的导频信号值被加到数据样本，并且因此没有接管或取代数据样本。因此，不一定避免在某些副载波频隙中传送数据，以便容纳导频信号值。此外，导频信号值的数量并不受避免消耗过多数据容量的需要的限制。相反，数据样本和导频信号均共存于各副载波频隙中。

在非毗邻OFDM的情况下，不可进行关于所占用子带之间的其它信号的性质或强度的假设。因此，接收器200在任何进一步处理之前切除这些子带之间的未使用副载波中的能量。要切除未使用副载波，接收器200使用OFDM脉冲整形函数来执行匹配滤波以组合相继OFDM符号，对组合结果进行FFT，并且将对应于未使用子信道的FFT输出仓(FFT output bins)设置为零。原则上，然后可将该结果返回到时域，并且使用脉冲整形函数来重组这样得到的相继样本，以便尝试再现在处理之前接收的信号，但其中已经去除未使用副载波频率中的干扰信号。但是，在这种情况下，使用脉冲整形函数作为匹配滤波器来组合块重复并没有获益于对信道的早期了解，如对于毗邻OFDM所述。然而，可尝试将重构的已接收信号与所插入导频信号值的时域形式进行相关，以便以追溯方式得到早期信道估计。后者则可用于在对这样得到的信道估计进行补偿之后使用脉冲整形函数来重复进行匹配滤波，因而形成多遍处理系统，其中预计信号的接连细化将收敛。

至此，已经根据加到OFDM样本的I和Q部分的单导频序列描述了本发明。但是，可使用两个不同导频序列，其中将一个导频序列加到D_I，而将另一个导频序列加到D_Q。使用两个不同导频序列可被看作是将QPSK符号(1+j)、(1-j)、(-1+j)和(-1-j)之一加到DFT输出。将这类QPSK符号加到DFT输出可被看作是通过角度+45、-45、+135或-135°来旋转实值√2。在接收器200处的信道估计则可包括使已接收样本值退旋这些已知角度，以便将它们全部与实轴对齐，并且将结果相加。所得复数对于一个延迟假设提供传播信道的相位和幅度。以角序列与已接收序列之间的延迟来重复进行该过程产生不同延迟假设的信道相位和幅度。

也可使用其它长度、例如511或255的循环重复导频序列。叠加在包含1024个样本的OFDM符号上的长度511的序列的使用只是表示信道估计可通过与两组511个信号值进行相关来得到，其中与两组511个信号值进行相关可通过下列步骤来进行：首先组合511的组中的信号值，并且然后在需要时使用512点快速沃尔什变换来执行长度511的相关，从而与所有导频序列移位进行相关。在长度511的导频序列的情况下，两组511个信号值与1024个FFT样本的对齐将每511个样本块重复进行，或者在200μs符号长度的情况下每～100ms重复进行。

对导频相关性的数据干扰随更低的移动装置速度或者更高的数据带宽而降低。随使用采用高速数据符号流来直接调制无线载波频率的高数据速度而出现的一个问题在于，因延迟多径引起的ISI跨越更大数量的符号，从而使已接收数据更难以解码。通常，维特比MLSE多径均衡器的复杂度随多径延迟扩展而呈指数增加。在其中信号是从上面接收而不是擦地入射到地物反射波的卫星通信系统中，多径延迟扩展小，并且数据速率因此可增加。因此，本发明的一种适当应用是构成用于诸如XM无线电和Sirius卫星所提供的服务之类的卫星通信服务、尤其是用于广播服务的较宽带宽信号。那些服务利用二卫星分集传输来得到诸如音乐娱乐之类的广播服务所需的质量和衰落缓解。当今，分集传输将单独频率用于各卫星，但是，如果将来可采用同频分集，则谱效率会得到提高。诸如授予本申请人的标题为“Same-Frequency Satellite Ground Radio Broadcast”的PCT申请序号PCT/SE2008/050286中所述的分集解调器可用于对这类信号进行解码，其特征在于两个卫星信号之间的±5ms之间的大差分延迟以及大约±100Hz之间的差分多普勒移位。为了效率，分集解码数据样本块的大小或时长为差分延迟的许多倍，并且因而大约为50ms或更多。因此，来自两个卫星的传播信道相位可在相反方向并且通过样本块周期中2π的许多倍发生变化，从而需要连续信道估计。本发明特别适合于这类分集信号的连续信道估计的提供，如本文所述。

回到陆地-移动情况，趋向于也获益于本发明的较高数据速率和广播服务。在具有明显延迟扩展的陆地环境中，当前建议将OFDM用于高速数据，这被认为更好地经受住高延迟扩展。如上所述，OFDM包括传送数据符号的傅立叶变换而不是直接传送数据符号，并且类似于将高速数据流分为在频谱上扩展的多个较低速度数据流。

传输之前的傅立叶变换以及接收时的傅立叶逆变换的作用是将延迟扩展转换成符号幅度在频谱上的瑞利分布，并且相反地将时域中的瑞利信号变化转换为不同子信道上的符号之间的ISI。但是，前者可通过沿频域对符号使用纠错编码来处理，而后者可通过选择预计信道在其上是适当静态的短样本块长度来最小化。然而，OFDM需要对于表征随时间以及在频谱上每个子信道的信道相位充分的信道信息。用于提供这种信道信息的常规方法相当复杂。通常，常规方法涉及将按照某些模式分布于频域和时域的所选OFDM数据符号分配为导频符号，并且执行在所选点由此得到的信道知识的二维内插，以便确定其它频率/时间点处的信道。信道的内插随延迟扩展增加而变得更为困难，因为传播信道对于超过40kHz或四个10kHz子信道可能不是相干的，从而要求每第4个符号或者总OFDM符号容量的25％移交给导频符号。

本发明提供一种表征宽带OFDM信号的传播信道的更好方式，因为它连续地提供完整信道信息，而无需在提供导频符号方面浪费OFDM符号容量。对于具有5MHz带宽的OFDM信号，对于信道估计的数据噪声的处理增益降低甚至在TGV速度也是36dB，从而当导频序列的功率为OFDM数据信号功率的10％时，提供26dB信道估计SNR。

本发明也可适用于TDMA系统。图11示出与导频序列重叠的数据符号的TDMA突发。对于这个示例，TDMA突发的数据符号可分别在开始和结束时斜升和斜降，以便平滑地截断突发。导频序列包括127个信号值加上循环后缀(例如在结束时重复的前20个信号值)或者循环前缀(例如在开始时重复的最后20个信号值)的扩展导频序列。循环前缀保证导频序列的全部127个信号值存在于信号的量为0至20个信号值的任何时间移位中。导频序列的结束信号值可像TDMA突发那样斜升和斜降。

图12示出发射器100的一个示范TDMA基带处理器120。基带处理器120包括组合器130和滤波器132。组合器130将加权导频序列线性地加到用户数据符号。滤波器132通常使用由通信标准所规定的滤波、例如在GSM标准中为线性EDGE模式所规定的滤波对组合符号进行滤波，以便生成组合信号T。基带处理器120选择加权因子α来相对于数据符号的幅度设置导频序列的幅度，以便提供将信号能量从数据符号转向导频序列以及提供在接收器200处的改进信道估计之间的最佳折衷。控制器110识别用于传送组合信号的传输时隙t。

在接收器200处，相关器240将已接收符号与导频序列的不同循环旋转进行相关，或者备选地将导频序列与已接收符号的不同移位进行相关，如上所述。所得信道估计确定各导频序列移位有多少存在于已接收数据及其相位。因此，接收器200具有例如通过减法从数据信号中去除导频序列所需的全部信息。

信号处理器260处理已接收符号，以便从数据符号中去除导频序列。如图14和图15所示，信号处理器260包括DFT单元262和用户数据解码器264。DFT单元262对匹配滤波器232所输出的经滤波样本进行操作，以便将已接收信号分为副载波值。用户数据解码器264使用信道估计作为相位参考，以便对采用用户数据符号来调制的副载波值进行解码。解码器264还可使用信道估计幅度来执行软纠错，以便指示经解码的副载波值的可靠性。在一个实施例中，解码器264从预期信息信号中去除导频序列，同时对副载波值进行解码，如图13所示。在另一个实施例中，组合器266在由解码器264进行处理之前从副载波值减去通过信道估计所修改的导频序列，如图14所示。

在一些实施例中，可使用维特比MLSE均衡器算法，同时对数据符号进行解码，以便同时去除导频序列。GSM接收器一般采用由Proakis、Forney、Ungerboeck等人为解调遭受多径失真的信号进一步开发的维特比MLSE算法的一种或另一种变体。例如在J.G.Proakis(Mcgraw-Hill，New York，1989年)的“DigitalCommunications”中描述了维特比MLSE算法。维特比MLSE均衡器的原理是假定数据符号序列，并且使用由信道估计器250所提供的传播信道的估计来预测应当接收的信号样本。然后，在实际接收的信号样本与预测信号样本之间进行比较，以便确定不匹配误差。将不匹配误差的模平方加到假定序列的累计罚值量度或度量。聚集解码过程结束时的最小罚值度量的假定序列表示最可能的用户数据。

维特比MLSE算法的一个关键特征在于，在解码期间的任何点保留的假定的数量仅为H^j-1，其中H是数据符号字母的大小，以及j是最早与最近的多径射线之间的延迟的符号周期的数量。因此，计算罚值度量的过程包括按照下式来计算不匹配误差δ：

δ＝R(i)-[c₁d(i)+c₂d(i-1)+c₃d(i-2)...](12)

其中，c₁、c₂、c₃...包括信道估计，以及...d(i-2)、d(i-1)、d(i)包括数据符号假定的序列。在附加新数据符号d(i)之前将当前罚值度量的平方加到对于结束于d(i-1)和d(i-2)的相同值的先前假定序列所计算的罚值度量为结束于d(i-2)、d(i-1)、d(i)的序列提供罚值度量。如果预测R(i)不需要d(i-3)，则选择具有d(i-1)和d(i-2)的相同值的所有序列的d(i-3)的全部可能值内最佳的，这在各迭代之后将假定的数量削减为恒定值。

对于TDMA，已传送信号值可由d(i)+γp(i)、d(i-1)+γp(i-1)、d(i-2)+γp(i-2)等等来给出，其中γ表示导频序列信号值p(i-2)、p(i-1)、p(i)的幅度与数据符号d(i-2)、d(i-1)、d(i)的幅度之间的所选比率。因此，按照下式来计算不匹配误差δ：

δ＝R(i)-[c₁(d(i)+αp(i))+c₂(d(i-1)+αp(i-1))+c₃(d(i-2)+αp(i-2))...]

(13)

给出与在首先从已接收信号数据减去了导频序列贡献、例如c₁αp(i)的情况下相同的结果。

在另一个实施例中，接收器200可利用将导频信号值加到假定数据符号的有益效果。例如，关于数据符号和导频信号值一般由1和0组成的事实允许减少乘法运算的数量。此外，数据符号和导频信号值的不同组合的数量受到限制，这允许数据符号加上导频信号值与信道估计的所有线性组合按照有效的格雷编码顺序来预先计算，其中一次只有一个符号的值发生变化。另外，如果信道估计通过在解码期间对其顺序地更新来细化，则导频减法的精度随细化信道估计而提高。

通常，信道估计至少通过频率误差的估计来更新，这原本因相位旋转而引起不匹配。也可使用去除了刚解码的数据符号的已接收信号来更新信道估计，因而引起没有随解码进行而遭受数据噪声的逐渐改进信道估计。需要时，还可再次对各TDMA突发进行解码，以在第一解码之后所得到的改进信道估计开始。这种两遍解码在过去由于其它原因已经被使用，并且在TDMA系统演进成使用为了正确解码而可能要求更准确信道估计的诸如64QAM之类的较高阶信号星座时会是有用的。另外，诸如频率误差或信道估计之类的参数的接连细化可按维特比状态来进行。例如，授予申请人的美国专利No.5136616描述按状态自动频率控制，美国专利No.5646963描述按状态自动增益控制，以及美国专利No.5164961公开按状态信道估计。在’961专利中，刚解码数据符号被假设是正确的，并且因而可被看作是已知导频序列的扩充，从而允许改进的信道估计。相比之下，本文所述的方法假设从已接收信号减去刚解码数据符号，从而仅留下已知导频信号值，这允许依靠从数据符号消除干扰的改进信道估计。但是，两种方法可进行组合，使得刚解码数据符号被假设是正确的，并且因而连同已知导频符号一起，接收器200知道已接收信号所依据的一切，这准许改进的信道估计。

除了由导频序列的存在所引起的损害之外对数据样本的信号损害也可通过MSLE解码算法同时去除。例如，使用零差接收器所引起的已接收信号中的DC偏移可通过从已知导频信号值对它进行估计而去除，如授予本申请人的美国专利No.5241702中提出，并且由Lindoff在标题为“Equalization with DC offset compensation”的美国专利No.6449320中进一步详细描述。最初采用导频信号值估计的DC偏移还可在MLSE算法中的数据解码进行期间来细化。

本发明还可应用于CDMA系统。图15示出一组相互正交沃尔什-哈达玛扩展码，其可用于诸如称作UMTS或WCDMA的3G系统之类的CDMA蜂窝系统以及称作IS95的2G系统中。在图15顶部的第一码称作沃尔什零码，它包括一串八个相似码片，它们示为二进制1，但是同样也可以是二进制0。八个扩展码的每个与另外七个正交。这个性质得到保证，因为当比较任何对时，码片的一半是相同的，而一半是不同的。此外，如果通过任何其它码片模式将所有扩展码类似地相乘，则这个性质被保存。

图16示出发射器100的示范CDMA基带处理器120，而图17示出CDMA处理器120中的对应信号。乘法器132把来自32位沃尔什码集合的沃尔什零码C_zero与重复的31位PRN进行组合，以便形成可用作导频序列P的扩展码。备选地，如图16所示，可通过在乘法器133中进一步将扩展码与导频符号模式相乘以进一步使导频序列随机化，来生成导频序列P。导频符号模式可包括用户数据速率符号模式。但是，使用导频符号模式的进一步随机化是不必要的，因为PRN一般是充分随机的。因此，通过将导频符号模式选择为全0(或1)，使得导频序列P在与用户数据符号进行组合之前等于原始扩展码，来简化图16的示例。要理解，图15的另外七个沃尔什码也与同一个PRN进行组合，以便保存其相互正交性。在现有技术中，与PRN进行组合的沃尔什零码仅形成导频序列，并且不会预计沃尔什零码携带用户数据。因此，八个扩展码资源其中之一由导频序列消耗，从而仅留下七个扩展码用于用户数据。图17示出沃尔什零码和PRN当也在组合器130中与数据符号序列线性组合以产生组合信号T时的组合。在图17底部的最终信号示出用户数据与导频序列的线性组合的结果，其中γ＝0.5。这个信号可对于充分大量的数据比特与导频序列进行相关，以便估计传播信道。然后，接收器200可重构受到刚确定传播信道特性影响的已知导频序列，并且将它从已接收信号中减去，以便提供没有导频序列干扰的用户数据用于解码。因此，同一个正交扩展码可用于携带导频序列和用户数据。

因此，已经公开使用相同的复用无线电资源可如何用于向接收器200传送导频序列和用户数据而没有减少可用于用户业务的无线电资源。例如，在所指配带宽B上进行操作的通信卫星可在相同带宽B中传送的任何其它数据通信信号之上传送覆盖带宽B的单个高位导频序列。这类数据通信信号可包括FDMA、CDMA、TDMA和OFDM信号。对于这个示例，各接收器200使用一个导频序列来估计整个宽带信道。估计的宽带信道可转换成与使用不同子带的单独信号有关的信道信息，并且还可用于对已知导频序列适当加权，使得它对数据传输的干扰可被去除。另外，原则上，工作在10MHz的总带宽中比如50、200kHz信道中的GSM系统可以每秒发射单个10兆位PRN序列或MLS，以便提供每一个200kHz信道的细粒化信道信息。

本发明当然可通过不同于本文具体提出的其它方式来执行，而没有背离本发明的本质特性。本发明实施例在所有方面要被认为是说明性而不是限制性的，并且落入所附权利要求书的含意和等效范围之内的所有变更均要包含在其中。

Claims (53)

1.一种通过发射器与接收器之间的传播信道来传递信息的方法，包括：

使用复用无线电资源来传送信息信号；以及

使用相同的复用无线电资源同时传送导频序列。

2.如权利要求1所述的方法，其中，使用相同的复用无线电资源同时传送所述导频序列和所述信息信号包括：使用相同的正交扩展码在CDMA网络中同时传送所述导频序列和所述信息信号。

3.如权利要求2所述的方法，其中，使用相同的正交扩展码来传送所述导频序列和所述信息信号包括：

采用相同的正交扩展码来扩展所述导频序列和所述信息信号；以及

将所述扩展导频序列与所述扩展信息信号线性组合，以便生成组合信号；以及

传送所述组合信号。

4.如权利要求1所述的方法，其中，使用相同的复用无线电资源同时传送所述导频序列和所述信息信号包括：在TDMA网络中传送重叠已分配时隙中的相同符号周期的所述导频序列和所述信息信号。

5.如权利要求4所述的方法，其中，使用已分配时间中的相同符号周期来传送所述导频序列和所述信息信号包括：

将所述导频序列与所述信息信号线性组合，以便生成组合信号；以及

在所述已分配时隙期间传送所述组合信号。

6.如权利要求1所述的方法，其中，使用相同的复用无线电资源同时传送所述导频序列和所述信息信号包括：在相同的OFDM符号块周期期间使用相同组副载波频率在OFDM网络中同时传送所述导频序列和所述信息信号。

7.如权利要求6所述的方法，其中，使用相同组副载波频率来传送所述导频序列和所述信息信号包括：

将用户数据比特分为n个并行比特流；

将所述n个并行比特流中的每一个并行比特流调制到所述n个副载波频率中的相应一个副载波频率上，以便生成所述信息信号；

将所述导频序列与所述信息信号线性组合，以便生成组合信号；以及

传送所述组合信号。

8.如权利要求1所述的方法，其中，所述导频序列包括伪随机序列。

9.如权利要求1所述的方法，其中，所述导频序列的长度小于所述信息信号的块长度。

10.如权利要求9所述的方法，还包括用一个或多个样本来填充所述导频序列，以便将所述导频序列的长度增加到所述信息信号的长度。

11.如权利要求9所述的方法，还包括将相继信息信号重叠一个或多个样本，以便将所述信息信号的块长度与所述导频序列的长度对齐。

12.如权利要求9所述的方法，还包括将相继信息信号与所述导频序列的循环旋转对齐。

13.如权利要求1所述的方法，其中，导频序列功率与信息信号功率的比率小于一。

14.如权利要求13所述的方法，还包括动态地改变所述导频序列功率与所述信息信号功率的比率。

15.一种用于通过传播信道来传递信息的无线装置，所述无线装置包括配置成使用相同的复用无线电资源同时传送导频序列和信息信号的发射器。

16.如权利要求15所述的无线装置，其中，所述发射器是CDMA网络的一部分，并且其中所述发射器通过使用相同的正交扩展码同时传送所述导频序列和所述信息信号，使用相同的复用无线电资源同时传送所述导频序列和所述信息信号。

17.如权利要求16所述的无线装置，其中，所述发射器包括：

扩展单元，用于采用相同正交扩展码来扩展所述导频序列和所述信息信号；以及

组合器，用于将所述扩展导频序列与所述扩展信息信号线性组合，以便生成组合信号；以及

传送单元，用于传送所述组合信号。

18.如权利要求15所述的无线装置，其中，所述发射器是TDMA网络的一部分，并且其中所述发射器通过使用所述已分配时隙的相同符号周期来传送与所述信息信号重叠的所述导频序列，使用相同的复用无线电资源传送所述导频序列和所述信息信号。

19.如权利要求18所述的无线装置，其中，所述发射器包括：

组合器，用于将所述导频序列与所述信息信号线性组合，以便生成组合信号；以及

传送单元，用于在所述已分配时隙期间传送所述组合信号。

20.如权利要求15所述的无线装置，其中，所述发射器是OFDM网络的一部分，并且其中所述发射器通过在相同的OFDM符号块周期期间使用相同组副载波频率同时传送所述导频序列和所述信息信号，使用相同的复用无线电资源同时传送所述导频序列和所述信息信号。

21.如权利要求20所述的无线装置，其中，所述发射器包括：

串并转换器，用于将用户数据比特分为n个并行比特流；

多个调制器，各调制器用于将所述n个并行比特流的其中之一调制到n个副载波频率其中之一上，以便生成所述信息信号；

组合器，用于将所述导频序列与所述信息信号线性组合，以便生成组合信号；以及

传送单元，用于传送所述组合信号。

22.如权利要求15所述的无线装置，其中，所述导频序列包括伪随机序列。

23.如权利要求15所述的无线装置，其中，所述导频序列的长度小于所述信息信号的块长度。

24.如权利要求23所述的无线装置，其中，所述发射器还配置成用一个或多个样本来填充所述导频序列，以便将所述导频序列的长度增加到所述信息信号的块长度。

25.如权利要求23所述的无线装置，其中，所述发射器还配置成将相继信息信号重叠一个或多个样本，以便将所述信息信号的块长度与所述导频序列的长度对齐。

26.如权利要求23所述的无线装置，其中，所述发射器还配置成将相继信息信号与所述导频序列的循环旋转对齐。

27.如权利要求15所述的无线装置，其中，导频序列功率与信息信号功率的比率小于一。

28.如权利要求26所述的无线装置，其中，所述发射器还配置成动态地改变所述导频序列功率与所述信息信号功率的比率。

29.一种处理在接收器处接收的信号的方法，其中，所述已接收信号包括使用相同的复用无线电资源通过传播信道传送的已知导频序列和信息信号的线性组合，所述方法包括：

将所述已接收信号与所述已知导频序列进行相关，以便确定一个或多个相关性值；

基于所述一个或多个相关性值来确定所述传播信道的信道估计；以及

使用所述确定的信道估计来处理所述已接收信号，以便从所述信息信号中去除所述导频序列。

30.如权利要求29所述的方法，其中，所述接收器包括CDMA接收器，并且其中使用相同正交扩展码来传送所述导频序列和所述信息信号。

31.如权利要求29所述的方法，其中，所述接收器包括TDMA接收器，并且其中所述导频序列和所述信息信号重叠已分配时隙中的相同符号周期。

32.如权利要求29所述的方法，其中，所述接收器包括OFDM接收器，并且其中在相同OFDM符号块周期期间使用相同组副载波频率来传送所述导频序列和所述信息信号。

33.如权利要求29所述的方法，其中，将所述已接收信号与所述已知导频序列进行相关包括：将所述已接收信号与所述已知导频序列的多个时间移位进行相关。

34.如权利要求29所述的方法，其中，将所述已接收信号与所述已知导频序列进行相关包括：将所述已接收信号的多个时间移位与所述已知导频序列进行相关。

35.如权利要求29所述的方法，还包括：对所述已接收信号的样本应用一个或多个渐进相位旋转，以便在将所述已接收信号与所述已知导频序列进行相关之前从所述样本中去除假定的多普勒相移。

36.如权利要求29所述的方法，其中，将所述已接收信号与所述已知导频序列进行相关还确定与所述信息信号关联的定时信息。

37.如权利要求29所述的方法，其中，处理所述已接收信号包括：

将所述已知导频序列与所述确定的信道估计相乘，以便确定已接收导频序列估计；

从所述已接收信号减去所述已接收导频序列估计，以便生成第一信息信号估计；以及

使用所述信道估计对所述第一信息信号估计进行解码，以便确定第二信息信号估计。

38.如权利要求29所述的方法，其中，处理所述已接收信号包括：使用所述确定的信道估计对所述已接收信号进行解码，以便从所述信息信号中去除导频序列，同时对所述信息信号进行解码。

39.如权利要求29所述的方法，其中，确定所述信道估计包括：对所述一个或多个相关性值进行滤波，以便确定所述信道估计。

40.如权利要求29所述的方法，还包括：在将所述已接收信号与所述已知导频信号进行相关之前，对所述已接收信号应用一个或多个解相关向量。

41.如权利要求29所述的方法，其中，所述已接收信号包括已接收复信号，并且其中将所述已接收信号与所述已知导频序列进行相关包括：

使所述已接收信号的样本退旋一个或多个预定角度，以便将所有样本与所述实轴对齐；以及

将所述退旋样本相加，以便确定所述信道系数。

42.一种包括用于接收无线信号的接收器的无线装置，其中，所述已接收信号包括使用相同的复用无线电资源通过传播信道传送的已知导频序列和信息信号的线性组合，所述接收器包括：

相关器，用于将所述已接收信号与所述已知导频序列进行相关，以便确定一个或多个相关性值；

信道估计器，用于基于所述一个或多个相关性值来确定所述传播信道的信道估计；以及

信号处理器，用于使用所述确定的信道估计来处理所述已接收信号，以便从所述信息信号中去除所述导频序列。

43.如权利要求42所述的无线装置，其中，所述接收器包括CDMA接收器，并且其中所述已接收信号包括使用相同正交扩展码、通过所述传播信道传送的所述已知导频序列和所述信息信号的线性组合。

44.如权利要求42所述的无线装置，其中，所述接收器包括TDMA接收器，并且其中所述已接收信号包括重叠已分配时隙中的相同符号周期的所述已知导频序列和所述信息信号的线性组合。

45.如权利要求42所述的无线装置，其中，所述接收器包括OFDM接收器，并且其中所述已接收信号包括在相同OFDM符号块周期期间使用相同组副载波频率、通过所述传播信道传送的所述已知导频序列和所述信息信号的线性组合。

46.如权利要求42所述的无线装置，其中，所述相关器配置成将所述已接收信号与所述已知导频序列的多个时间移位进行相关。

47.如权利要求42所述的无线装置，其中，所述相关器配置成将所述已接收信号的多个时间移位与所述已知导频序列进行相关。

48.如权利要求42所述的无线装置，其中，所述相关器还配置成对所述已接收信号的样本应用一个或多个渐进相位旋转，以便在将所述已接收信号与所述已知导频序列进行相关之前从所述样本中去除假定多普勒相移。

49.如权利要求42所述的无线装置，其中，所述信道估计器还配置成基于所述已接收信号与所述已知导频序列之间的相关性来确定与所述信息信号关联的定时信息。

50.如权利要求42所述的无线装置，其中，所述信号处理器包括：

乘法器，用于将所述已知导频序列与所述确定的信道估计相乘，以便确定已接收导频序列估计；

组合器，用于从所述已接收信号减去所述已接收导频序列估计，以便生成第一信息信号估计；以及

解码器，用于使用所述信道估计对所述第一信息信号估计进行解码，以便确定第二信息信号估计。

51.如权利要求42所述的无线装置，其中，所述信号处理器包括解码器，所述解码器用于使用所述确定的信道估计对所述已接收信号进行解码，以便从所述信息信号中去除所述导频序列，同时对所述信息信号进行解码。

52.如权利要求42所述的无线装置，还包括解相关器，所述解相关器连接到所述信道估计器的输入端，并且配置成对所述已接收信号应用一个或多个解相关向量。

53.如权利要求42所述的无线装置，其中，所述已接收信号包括已接收复信号，并且其中所述信道估计器包括：

旋转单元，用于使所述已接收信号的样本退旋一个或多个预定角度，以便将所有样本与所述实轴对齐；以及

组合器，用于将所述退旋样本相加，以便确定所述信道系数。

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