CN102255511B - 电阻网络信号补偿电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种电阻网络信号补偿电路，包括DC/DC变换器中的PWM控制器。PWM控制器应用由功率检测电阻RCS、消振电阻RL、电压偏置电阻R1和R2、波形同步电阻R3和R4构成的电阻网络实现信号补偿。本技术实现在相同功率和电气参数的条件下，整体控制电路和功率采样损耗大幅度降低，所用元件数量减少、体积缩小，电保护特性一致、准确稳定且温漂小，提高了DC/DC变换器的效率，缩小了DC/DC变换器体积，使DC/DC变换器在宽工作温度范围内的一致性、可靠性均达到很高要求。

Description

电阻网络信号补偿电路

技术领域

本发明涉及一种电阻网络信号补偿技术，具体地说，涉及一种应用在DC/DC变换器中的电阻网络信号补偿电路。

背景技术

通常情况下，以通用型UC1843为PWM控制器为例，大部分DC/DC电源控制器均采用功率电阻采样、三极管进行斜坡补偿，如图1和图2所示。

如图1，RCS为功率检流电阻，RL为消振滤波电阻，根据UC1843的CS端特性（检测电压峰值门限为1V），可以依据输入电压和输出功率确定RCS的阻值和功率，例如输入为DC18V，3W的DC/DC变换器，采用该电路时，RCS的阻值为1.2Ω，RCS上的功率损耗约为0.36W，峰值功耗约为0.96W，那么选择该电阻必须选择额定功率至少为1W的功率电阻，此时，RCS上的功率损耗已经影响效率可达12%。

如图2，通用型斜坡补偿电路，根据UC1843元件特性，CS端检测信号必须为跟随内部振荡器的三角波，而由于RL和实际布线电感的存在，CS端的三角波会产生变形、延迟和干扰，为保证CS信号的正确，加入B1和R1进行斜坡补偿，通过UC1843的振荡器（4脚）驱动B1，输出一个信号到CS端，以保证CS端三角波信号和振荡器同步。但是此时由于B1和R1的存在，对CS端得检测门限产生电压抬高影响，使输出功率降低，同时因三极管的放大倍数温漂很大，导致DC/DC变换器的功率保护产生很大偏差，如对于采用该电路的DC/DC变换器，高温情况时由于B1的放大倍数增加，其功率保护点急剧下降，相比室温时，在85℃是影响可超过1倍；在低温时，由于B1的放大倍数衰减严重，斜坡补偿效果达不到效果。同时由于B1是实际元件，由于BE级结电压门限的存在，在实际电路中并不是时刻开通状态，仅在振荡器电压高于CS端的VBE时才会开通而进行斜坡补偿，即存在死区无法用B1进行补偿，在开通补偿范围内也不是线性比例，即如图6中的三角波并不是完整的三角波一样。

为弥补图1中的缺陷，一般采用如图3的电路，即给CS端从输入正和/或基准端进行正压补偿，此时，RCS阻值可以减小。如单独补偿，其阻值可以减小30%左右，如同时补偿，RCS可减小50%左右，这样RCS上的功率损耗大大降低，同时R1和R2上的功率损耗约为20毫瓦，可以忽略。但是此电路的最大缺陷为补偿为直流补偿，即只提高了CS直流偏置电压，而衰减了CS的三角波形，故补偿不可太大，否则CS端因检测不到跟随的三角波而不稳定。但因该电路简单，在体积较小的情况时采用较多。

为弥补图1和图2的缺陷，一般在体积允许的条件下实际电路为图4的电路。C1和C2是消顶电容，用以降低三角波的尖峰来提高功率保护点，可以弥补B1和R1带来的功率降低的影响。但同时C1和C2的存在消顶后峰值采样被抵消（如图6中三角波变成弧形），该电路的短路保护变差导致功率元件过负荷，在短路时容易损坏。同时因为4脚是振荡器端，C1和C2的存在导致工作频率发生变化，需要重新设定。

为解决以上问题，通常对B1、C1、C2的选择需选择温漂小，高精度的原件，为避免短路损坏，DC/DC变换器功率管Q1、变压器和整流器的降额需选择很大来避免损坏。这样体积无法缩小，也只能保证DC/DC变换器在正常工作时的性能，在短路保护、功率保护以及温度漂移方面难以兼顾实际使用。

发明内容

本发明所要解决的技术问题就在于克服传统电路的提高一个性能后引来了另一个性能下降或缺陷，从而为弥补性能下降或缺陷进行重复补偿的设计缺陷，提供一种电阻网络信号补偿方式，它实现了集成一体化采样和控制方式，整体补偿，提高的是整体性能，而非单一补偿单一性能，可以缩小体积、提高效率、一致性、温漂等均达到很高要求，从而满足军用DC/DC变换器的安全运行。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：

一种电阻网络信号补偿电路，包括DC/DC变换器中的PWM控制器；其PWM控制器输出端OUT与功率管Q1栅极相连，功率管Q1源极通过功率检测电阻RCS接地；消振电阻RL一管脚与功率管Q1源极相连，消振电阻RL另一管脚与波形同步电阻R3、波形同步电阻R4和PWM控制器的基准端CS相连；波形同步电阻R3另一管脚与PWM控制器的振荡端T相连，波形同步电阻R4另一管脚接地；直流输入端通过电压偏置电阻R1与PWM控制器的基准端CS相连，PWM控制器的参考端REF通过电压偏置电阻R2与PWM控制器的基准端CS相连。

所述电阻网络信号补偿电路其功率检测电阻RCS、消振电阻RL、电压偏置电阻R1和电压偏置电阻R2、波形同步电阻R3和波形同步电阻R4构成的电阻网络均为高精度和低温漂电阻。

所述电阻网络信号补偿电路，其PWM控制器为UC1843集成电路。

本技术是一种电阻网络信号补偿电路的设计原理和方法，以UC1843的CS端为例，依据CS端的信号特点和要求确定如何设计。即CS端需要的是三角波电压，检测的是RCS上的电压（电流转换后的）波形，且与4脚跟随状态，三角波峰值门限为1V进行保护，在实际DC/DC变换器设计中还要考虑到输入电压的变化带来的影响而不能有影响。

以UC1843为例，其电阻网络信号补偿电路如图5，其中RCS为功率检测电阻，RL为消振电阻和低分偏电流电阻，R3和R4为波形同步电阻（交流预置），同时为高分偏电流电阻，R1和R2为电压偏置电阻（直流预置）。

R1和R4进行了可变直流分压，使CS端预置一个依据输入电压变化的直流电压。

R2和R4进行了恒定直流分压，使CS端预置一个恒定的直流电压。

R3和R4进行了交流分压，使CS端预置一个恒定成比例的三角波电压。

RL对CS端提供一个RCS电压检测的比例电压，该比例和电压值依据网络中所有电阻的值设定确定。

可以得到，CS端上由R1、R2、R3、R4、RL和RCS进行了可变直流分压、恒定直流分压、三角波比例分压，即对CS端预置了一个稳定的电压和稳定的波形。

由于电阻无论是在恒定直流、可变直流、波形电压或不规则电压条件下（额定范围内），其阻值不变，故其上的电压和电流满足欧姆定律，静态和瞬态均为纯线性状态，即保证了电阻网络信号补偿的纯线性工作方式。

如图6和图7所示，可以看出传统电路中RCS上检测的电压范围是1V，而电阻网络式电路中的RCS上检测的电压范围可以设定很小且波形稳定，这样RCS的取值可以很小，可以是传统电路的20%甚至10%即可，这样RCS的功率损耗仅为传统电路的20%，这样对于一个3W的DC/DC变换器（DC18V-36V输入条件下）效率提高了9%左右。

由于电阻网络信号采集均为对电压信号分压得到，所以的取值可以很大也能保证信号的稳定。针对UC1843的80%偏置设定情况下，R1、R2、R3、R4以及RL的功率损耗仅为6毫瓦，也远低于传统电路中的信号元件的损耗。

可以得到，电阻网络中的电阻阻值范围在1K-300K之间，属于常规阻值范围，通用1%以内精度即可满足需要，温漂也小于50PPM，且功率损耗极低，即使选择最小额定功率（0.05W）的电阻元件，功率降额也可以达到95%以上，可靠性大大提高，这些电阻元件自身的高精度和低温漂，使信号稳定、温漂小。经过实际设计实验样品DC/DC变换器的高低温工作测试，发现采用该电路的DC/DC变换器在-40℃~+85℃整个温度范围内、整个输入范围内的功率检测信号偏差为4%左右（预偏置80%状态），而采用传统电路的DC/DC变换器同样测试偏差结果为30%~400%（因信号晶体管、电容元件自身偏差较大、温漂较大和参数规格设定的不同而存在差异导致结果偏差很大），已和电阻网络信号补偿电路的产品产生质的差距。

可以看出，由于多重预偏置电压的设计，电阻网络信号还实现了输入过压保护功能。输入电压升高的同时预偏置电压也升高，当输入过压时，多重预偏置电压会达到0.9V左右，当输入电压（约20%）继续升高时预置电压会达到1V从而导致CS端保护，产品停止工作，达到输入过电压保护的目的。而传统电路的预偏置电压相对较低，且是在RCS上进行分压而非电阻网络中用R4分压方式，当输入过压时，预偏置电压约为0.5V，还远低于1V，当输入电压增加100%时也不能实现保护，故无法实现输入过压保护功能。

由于全部采用电阻元件，没有容性元件和晶体管元件存在，故电阻网路信号的波形稳定且不变型，不像传统电路中存在三角波消顶现象。当DC/DC变换器在输出短路状态时由于三角波消顶，实际CS端未能很好检测到峰值电流，故短路电流很大。但采用电阻网络设计的DC/DC变换器由于波形稳定，无延迟和失真，短路时尖峰信号完整快速的传达给CS端，故短路保护要大大优于传统电路，经实测，采用电阻网络方式的同规格DC/DC变换器要比传统电路的DC/DC变换器短路电流小50%~80%，这样大大降低了DC/DC变换器在短路时功率电路的要求，不会超过功率元件的额定要求，提高了可靠性。

本发明的有益效果是在相同功率和电气参数的条件下，整体控制电路和功率采样损耗大幅度降低，所用元件数量减少、体积缩小，电保护特性一致、准确稳定且温漂小，提高了DC/DC变换器的效率，缩小了DC/DC变换器体积，使DC/DC变换器在宽工作温度范围内的一致性、可靠性均达到很高要求，从而满足军用DC/DC变换器的安全运行。

附图说明

图1为以UCC1843为控制器的基本检流电路原理图。

图2为以UCC1843为控制器的基本斜坡补偿电路原理图。

图3为以UCC1843为控制器的通用预偏置电压补偿电路原理图。

图4为以UCC1843为控制器的传统实际电路原理图。

图5为本发明针对UC1843为控制器的电阻网络信号补偿设计电路。

图6为以UCC1843为控制器的传统电路的CS端理论波形。

图7为以UCC1843为控制器的传统电路的CS端空载时实际测试波形。

图8为以UCC1843为控制器的传统电路的CS端负载时实际测试波形。

图9为以UCC1843为控制器的电阻网络信号补偿时CS端理论波形。

图10为以UCC1843为控制器的电阻网络信号补偿时CS端空载时实际测试波形。

图11为以UCC1843为控制器的电阻网络信号补偿时CS端负载时实际测试波形。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。

以UC1843控制器为例，如图5所示，一种电阻网络信号补偿电路，包括DC/DC变换器中的PWM控制器；其PWM控制器输出端OUT与功率管Q1栅极相连，功率管Q1源极通过功率检测电阻RCS接地；消振电阻RL一管脚与功率管Q1源极相连，消振电阻RL另一管脚与波形同步电阻R3、波形同步电阻R4和PWM控制器的基准端CS相连；波形同步电阻R3另一管脚与PWM控制器的振荡端T相连，波形同步电阻R4另一管脚接地；直流输入端通过电压偏置电阻R1与PWM控制器的基准端CS相连，PWM控制器的参考端REF通过电压偏置电阻R2与PWM控制器的基准端CS相连。

所述电阻网络信号补偿电路其功率检测电阻RCS、消振电阻RL、电压偏置电阻R1和电压偏置电阻R2、波形同步电阻R3和波形同步电阻R4构成的电阻网络均为高精度和低温漂电阻。

所述电阻网络信号补偿电路，其PWM控制器为UC1843集成电路。

本技术方法依靠R1、R2、R3、R4、RL和RCS进行匹配设计，达到多个信号同时影响和控制CS端，控制信号稳定、可靠、一致性高、温漂小，体积小、成本低。

本技术实现方式通过通用性电阻即可实现，除R1涉及电压较高外（约几十V至几百V），其它电阻涉及电压均低于5V，组织范围处于1K-20K之间，功率均小于1毫瓦，可以采用工业标准0402封装或0603封装贴片电阻器，通用型贴片电阻自身精度就已达到1%的精度小于50PPM的温漂，故不需要做特殊选择。R1由于涉及电压可能会达到几十V甚至更高，阻值范围也处于20K-2M之间，故可采用工业标准0603或0805封装贴片电阻器或采用两个或多个0402封装电阻器串联得到。

本技术举例将CS端的信号采样进行重新设计输入，具有下列特点：

1、无传统电路的此涨彼消的现象，不会引起其它特性变差而进行拆东墙补西墙的缺陷；

2、元件容易选择，不需要特殊和高要求元件，成本低；

3、电路在工作时，80%以上的信号由电阻网络电路提供，仅少于20%的检测信号由RCS上的电压波形提供，这样在任何条件下其信号都能稳定（空载、满载和短路时），产品可以正常工作，而传统电路无法达到此种效果（仅在重载时才是稳定的，空载和短路时都是不太稳定的）； 

4、损耗大大降低，利于提高DC/DC变换器的整体效率，特别是在低压和小功率DC/DC变换其中尤为明显，如一个3W的低压DC/DC变换器效率可由74%提高至83%；

5、因电阻元件自身的高精度、低温漂、纯线性无死区的工作方式使检流特性使负载变化、输入电压变化、温度变化时都很稳定，稳定性远高于传统电路。

6，电路简洁、占用空间小，可大大缩小DC/DC变换器控制电路的体积。

本技术不仅以UC1843为限制，在大部分包含功率控制的电路中都可实现，具体实现方式依据具体控制器的控制特性决定，但存在以下几个基本条件：

1，通过电阻网络预置一个高精度、纯线性、低温漂的稳定信号；

2，电阻网络为多重采样预置，并不能分部分独立工作，必须整体设计才可稳定工作；

3，信号可以是直流、交流、波形或混合状态；

4，预置的信号让功率控制采集的实际信号比例大大降低，即让功率采样损耗大大降低，提高效率；

5，除电阻外无其它晶体管和电容等参与该主体功能，但可以用其它元件和电路进行补充、扩充特性或功能。

本发明不局限于上述最佳实施方式，任何人在本发明的启示下得出的其他任何与本发明相同或相近似的产品，均落在本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.一种纯线性电阻网络信号补偿电路，包括DC/DC变换器中的PWM控制器；其特征在于：PWM控制器输出端OUT与功率管Q1栅极相连，功率管Q1源极通过功率检测电阻RCS接地；消振电阻RL一管脚与功率管Q1源极相连，消振电阻RL另一管脚与波形同步电阻R3、波形同步电阻R4和PWM控制器的电流检测端CS相连；波形同步电阻R3另一管脚与PWM控制器的振荡端T相连，波形同步电阻R4另一管脚接地；直流输入端通过电压偏置电阻R1与PWM控制器的电流检测端CS相连，PWM控制器的参考端REF通过电压偏置电阻R2与PWM控制器的电流检测端CS相连，PWM控制器为UC1843集成电路。

2.根据权利要求1所述的纯线性电阻网络信号补偿电路，其特征在于：由功率检测电阻RCS、消振电阻RL、电压偏置电阻R1和电压偏置电阻R2、波形同步电阻R3和波形同步电阻R4构成的电阻网络均为高精度和低温漂电阻。

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