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CN102217399B - 用于生成载频信号的方法和设备 - Google Patents

用于生成载频信号的方法和设备 Download PDF

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CN102217399B
CN102217399B CN200980156326.0A CN200980156326A CN102217399B CN 102217399 B CN102217399 B CN 102217399B CN 200980156326 A CN200980156326 A CN 200980156326A CN 102217399 B CN102217399 B CN 102217399B
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frequency signal
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欧拉·派特森
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Abstract

本发明公开了一种用于生成载频信号的方法和设备。该方法包括：生成第一频率信号；在两点调制结构的第一点处注入调制信号；从调制信号生成第二频率信号；通过混合第一频率信号和第二频率信号以生成混合频率信号，来引入第二频率信号；输出从混合频率信号中选择的载频信号。

Description

用于生成载频信号的方法和设备
技术领域
本发明涉及通信领域，尤其涉及一种用于生成载频信号的方法和设备。
背景技术
使用极化调制结构，载波的调相是通过在用于生成载波的频率合成器中调制锁相环(Phase Locked Loop，PLL)的方法来执行。为了使来自PLL的噪声最小化，其环路滤波器(loop filter，LPF)带宽通常相对较小。现代无线通信协议(如带宽码分多址(Wideband Code Division Multiple Access，WCDMA)、GSM演进版增强型数据速率(Enhanced Data Rates for GSM Evolution，EDGE)及其他)的调制带宽通常要大于这个带宽。此外，调相所需的带宽大约是调制带宽的五倍。这就产生一个问题：当直接调制PLL时，由于其向调制应用了低通滤波器，从而限制了调制带宽。
发明内容
问题
由于相对较低的回路带宽限制了可以实施的最高调制带宽，所以直接调制PLL时会出现问题。
另一个问题是，如何使调制和反调制(counter-modulation，解调)与两点调制结构匹配。
还有一个问题是，如何避免振荡器的拖曳(pulling)和注入锁定(injectionlocking)。
还有一个问题是，如何实现快速信道跳频(channel hopping)。
解决方案
为了解决上面指出的一个或多个问题，从上述发明领域的角度，本发明讲授了：
本发明的一个实施例，提供了用于在两点调制结构中生成载频信号的方法，其包含：生成第一频率信号；在两点调制结构的第一点处注入调制信号；根据调制信号生成第二频率信号；通过混合第一频率信号和第二频率信号以生成混合频率信号，来引入所述第二频率信号；输出从混合频率信号中选择的载频信号；将载频信号反馈回反馈路径。
在进一步的开发中，该方法还包含：在两点调制结构的第二点处，对第一点调制信号进行反调制。
此外，调制信号为数字调制字(Digital Modulation Word，DMW)。
此外，调制信号为调制电压(modulation voltage，MV)。
在进一步的开发中，生成第一频率信号包含从数字调谐字(digital tuningword，DTW)生成第一频率信号。
在进一步的开发中，生成第一频率信号包含根据调谐电压(TV)生成第一频率信号。
在进一步的开发中，通过将第一频率信号与第二频率信号混合以生成混合频率信号，将第二频率信号引入到回路中包括：将第一频率信号与第二频率信号混合，并输出包含第一频率与第二频率的差值与总和的混合频率信号；输出从混合频率信号中选择的载频信号包含：从混合频率信号中选择载频信号(其中，该载频是第一频率与第二频率的差值或总和)，并输出载频信号。
此外，将第一频率信号与第二频率信号混合以生成混合频率信号还包含：调制混合频率信号的振幅。
此外，生成第一频率信号包含：生成频率不同于载频及其所有谐波的第一频率信号。
此外，从调制信号生成第二频率信号包含：根据调制信号生成频率不同于载频及其所有谐波的第二频率信号。
在进一步的开发中，该方法还包含通过改变第二频率来选择信道。
本发明的一个实施例提供了用于使用两点调制结构生成载频信号的设备，其包含：调谐振荡器(TO)，用于生成第一频率信号；调制振荡器(MO)，在两点结构的第一点处被注入调制信号(MS)，以及还用于根据调制信号生成第二频率信号；输出模块，用于通过混合第一频率信号和第二频率信号以生成混合频率信号从而将第二频率信号在TO之后引入到回路中，输出从混合频率信号选择的载频信号，并将载频信号反馈至反馈路径中。
在进一步的开发中，该设备还包含：PLL，用于在两点调制结构的第二点处对第一点调制信号进行反调制(解调)。
此外，MO可以为第一数控振荡器(DCO)。
此外，第一DCO的输入信号为数字调制字(DMW)。
此外，MO可以为第一压控振荡器(VCO)。
此外，第一VCO的输入信号为调制电压(MV)。
此外，MO可以为混合振荡器。
此外，混合振荡器的输入信号为MV与DMW两者。
此外，TO可以为第二DCO。
此外，第二DCO的输入信号为数字调谐字(digital tuning word，DTW)。
此外，TO可以为第二VCO。
此外，第二VCO的输入信号为调谐电压(TV)。
此外，输出模块还包含：混合器，用于将第一频率信号与第二频率信号混合，并输出包含第一频率与第二频率的差值与总和的混合频率信号；以及输出滤波器，用于根据混合频率信号选择载频信号(其中，载频为第一频率与第二频率的差值或总和)，输出载频信号，并将载频信号反馈至反馈路径。
此外，输出模块用于调制混合频率信号的振幅。
此外，TO用于生成频率不同于载频及其所有谐波的第一频率信号。
MO还用于生成频率不同于载频及其所有谐波的第二频率信号。
此外，该MO还用于通过改变第二频率，来执行信道选择。
对于进一步的开发，该设备将用在基站中。
发明优势
本发明实施例中的方法和设备的优势为：由于使用两点调制结构，可以在高调制带宽中对PLL进行调制。
根据本发明实施例中的一个，本发明实施例的另一个优势为：该两点调制结构在实施时，可以大大增加调制和反调制之间匹配度，从而增加了调制的精确性。
根据一个实施例的另一个优势为：可以使用第一频率中平等变换，来补偿第二频率中的偏移。
根据一个实施例的另一个优势为：可以减少或避免对振荡器的拖曳和注入锁定。
根据一个实施例的另一个优势为：可以启用更快速的信道跳频。
附图说明
下面参考附图，详细说明了根据本发明所述的方法和设备，其中：
图1为本发明的一个实施例的结构图；
图2为根据本发明的一个实施例的设备的结构图；
图3为根据本发明的一个实施例的设备的结构图；
图4为本发明的一个实施例的结构图；
图5为根据本发明的一个实施例的设备的结构图；
图6为本发明的一个实施例的结构图；
图7为根据本发明的一个实施例的设备的结构图；以及
图8为本发明的一个实施例的结构图。
具体实施方式
为了避免带宽低的问题，还可以使用两点调制结构，其中，调制信号在一个点上插入，以调制输出环路(PLL)，并反向插入到回路反馈路径中，以便回路不会发生调制。
下面参考图1描述了本发明的一个实施例，它显示了一种在两点调制结构中生成载频信号的方法。
步骤101：生成第一频率信号。
第一频率信号可以表示为f1。
该实施例可以包含：根据数字调谐字(DTW)生成第一频率信号，或者根据调谐电压(TV)生成第一频率信号(具体取决于使用的是数控振荡器(DCO)还是压控振荡器(VCO))。DTW或TV为PLL的输出。
另一个遇到的问题是，振荡器拖曳和注入锁定可能会导致输出发生杂散(spur)问题的。因此，此实施例尤其包括，生成频率不同于载频fc及其所有谐波的第一频率信号。由于f1与载频fc或其谐波不同，所以可以减少或避免拖曳和注入锁定导致的杂散问题。
步骤102：在两点调制结构的第一个点处注入调制信号。
调制信号(MS)可以是一个数字调制字(DMW)或调制电压(MV)或者是DMW与MV的组合，这取决于是否使用了DCO或VCO或混合振荡器。
使用两点调制结构会遇到的一个问题，那就是使调制与反调制相匹配的问题，这个问题的产生是因为反调制信号通常本质上是数字信号，而调制信号通常为模拟信号。如果调制信号是如DMW一样的数字信号，则由于调制信号和反调制信号本质上是数字信号，所以可大大增加调制与反调制之间的匹配度，而由于其数字特性和良好控制下的增益，进程和温度可以保持稳定。与先有技术相比，匹配度的增加会提高调制精度。如果将混合振荡器与过程数字控制(course digital control)和模拟优化控制(analogue fine control)结合使用，则会得到一个较低的但是仍然可以满足需求的匹配度。混合振荡器的使用可以提高系统的分辨力和灵活性。此功能可以在本发明的所有实施例中实施，并可以实现相同的优势。
步骤103：根据调制信号生成第二频率信号。
第二频率信号可以表示为f2。
本实施例尤其包含生成第二频率信号，所述第二频率信号的频率与来自调制信号的载频fc及载频fc的所有谐波不同。由于f2与载频fc或其谐波不同，所以可以减少或避免拖曳和注入锁定所带来的问题。
第一频率和第二频率的控制可以在本发明的所有实施例中实施，同时可以实现相似的效果。
步骤104：通过将第一频率信号与第二频率信号混合以生成混合频率信号，将第二频率信号引入到回路中。
此实施例可特别包含将第一频率信号与第二频率信号混合，并输出包含第一频率f1和第二频率f2的差值和总和的混合频率信号。
此实施例还进一步包含调制混合频率信号的振幅以在极化发射器结构中引入振幅调制。
步骤105：输出从混合频率信号中选择的载频信号。
步骤105可以通过滤波或其他合适方式来实现。
此实施例可特别包含从混合频率信号中选择载频信号，并输出载频信号，其中，所述载频信号的载频可以是第一频率与第二频率的差值或总和。
可以选择第一频率f1与第二频率f2之间的差值或总和中的一个作为所需的载频fc，而余下的一个可以通过适当的选择操作来移除。
选用频率差值作为载频fc＝f1-f2，可以在不使用分频器的情况下使用比载频频率更高的振荡器频率。带来的好处就是，可以功耗降低，因为分频器会带来明显的功耗。
步骤106：将载频信号反馈回PLL反馈路径。
通过此方式，fc、f2和f1中的任何抖动与偏移都将通过起源于PLL的f1中的等价变换的来进行补偿(只要f1的范围足够大)。
本实施例中所涉及的方法还包括以下步骤。
步骤107：在两点调制结构的第二点处对第一点调制信号进行反调制。
第二点可以位于PLL中。因为与调制带宽相比，PLL的带宽较低，因此减少了反调制的带宽，从而可以简化其插入。
通过引入反调制信号(CMS)从反馈信号中删除第一点调制，以使其不会出现在PLL中。反馈路径在输出之后，并构建了两点调制结构中的第二点。由于PLL不会看见该调制，所以PLL不会受PLL的有限带宽的影响。从而，这种方式使得可以在环路带宽低得情况下进行载频的宽带调制。
在先有技术中，信道选择是通过更改PLL的分频比N来实现的。此更改通过PLL的环路传递函数(loop transfer function)而衰减。在此实施例中，由于载频fc由f1和f2共同决定，所以可以通过改变第二频率f2来选择信道。此更改可以反插入到两点调制结构的第二点处。PLL可以位于基站中。PLL应能够启用比先有技术中的解决方案更加快速的信道跳频，这是设计基站收发器时的一个重要功能。
PLL可以被应用在需要更快速的频率更改和/或带宽频率调制的任何发射器中。
根据本发明的实施例可以看出，由于两点调制结构，可以调制载频信号，该回路不会看见调制，因此PLL可以在不考虑低环路带宽的情况下在高调制带宽下进行调制。如果调制信号是数字的，则在使用两点调制结构的时候，可以将调制信号与反调制信号进行匹配。与先有技术相比，这种增加的匹配会增加调制的准确性。fc、f2和f1中的任何抖动或偏移将通过f1中的等价变化来进行补偿。使用差值频率fc＝f1-f2可以允许启用高振荡器频率同时不必使用分频器，因此可以减少功耗。这种拖曳和注入锁定可以通过控制第一频率f1或第二频率f2来减少或避免。本发明的实施例还可以通过更改第二频率f2来启用更快速的信道跳频。如果PLL用于基站中，则可以提高基站的性能。
下面参考图2描述本发明的一个实施例，它显示了用于在两点调制结构中生成载频信号的设备20。设备20可以是频率合成器。设备20包含调制振荡器(MO)201、调谐振荡器(TO)202和输出模块203。
TO 202用于生成额定输出频率为f1的第一频率信号。TO 202的输入信号可以为调谐信号。
MO 201用于在两点调制结构的第一点处被注入调制信号，以及用于根据调制信号生成额定输出功率为f2的第二频率信号。
输出模块203用于通过将第一频率信号与第二频率信号混合生成混合频率信号，在TO 202之后将第二频率信号引入到回路中，并且输出从混合频率信号选择的载频信号，并将载频信号反馈回反馈路径。
设备20还包含PLL 204，所述PLL204用于在两点调制结构的第二点处反调制第一点调制信号。
特别地，PLL 204将通过反调制信号(CMS)方法，删除载频的第一点调制。这将构建两点调制结构的第二点。反调制信号可以被应用于PLL 204的输入。PLL 204通过分频比N对载频进行分频，并将其与参考频率进行比较，然后使用产生的误差信号来调节TO 202。PLL 204可以采用模拟PLL(APLL)或数字PLL(DPLL)。CMS可以被应用在PLL 204的反馈路径中。CMS可以作为偏移插入到分频比N中。因为PLL 204的带宽低于调制带宽，所以可以减少反调制的带宽，从而可以简化其插入。
MO 201可以是第一数控振动器(DCO)，或者第一压控振荡器(VCO)或者第一DCO和第一VCO的混合。如果MO 201是第一DCO，其输入信号可以为数字调制字(DMW)。如果MO 201是第一VCO，其输入信号可以为调制电压(MV)。如果MO为混合振荡器，其输入信号是DMW和MV。MO输入信号可以表示为调制信号。
两点调制结构中存在的一个问题，因为反调制信号通常本质上是数字信号，而调制信号通常为模拟信号，因此调制和反调制之间存在匹配的问题。如果MO 201是具有数字输入的第一DCO，则由于调制信号和反调制信号本质上均是数字信号，调制与反调制之间的匹配度可以得到极大的提高，而由于其数字特性和良好控制的增益，进程和温度可以保持稳定。与先有技术相比，这种匹配度的提高会提高调制的准确性。根据模数控制范围比(Rationof analogue to digital control range)，混合振荡器在某种程度上也可以带来相同的效果。混合振荡器的使用可以增加系统的分辨力(Resolution)和灵活性。
TO 202可以是第二DCO或第二VCO。如果TO 202是第二DCO，其输入信号可以为数字调制字(DTW)。如果TO 202是第二VCO，其输入信号可以为调谐电压(TV)。如果TO 202为第二DCO，它将由DPLL控制。如果TO 202为第二VCO，它将由APLL控制。VCO还可以具有数字控制输入，但是此输入可用于过程控制，不被视为调谐输入。
在设备20的非活动期间，MO 201与TO 202可以使用适当的度量进行对齐，以便两个振荡器均可以在理想的工作条件下工作。
DCO(第一DCO或第二DCO)输出频率由数字控制的LC谐振电路(LC-tank)(在图2中没有说明)的值来确定。该谐振电路由可变部分(variablepart)和固定部分组成。可变部分与固定部分的比率将确定DCO的增益。此比率可以通过匹配进行控制或者通过测量进行补偿。可以将可变部分的分辨力足够高。
输出模块203还包含混合器2031及输出滤波器2032。
混合器2031用于将第一频率信号与第二频率信号混合，并输出包含第一频率f1和第二频率f2的差值和总和的混合频率信号。
输出滤波器2032用于从混合频率信号中选择载频信号以及输出载频信号，并将载频信号反馈至反馈路径中，其中，载频fc为第一频率f1与第二频率f2的差值或总和。
可以将第一频率f1与第二频率f2的差值或总和中的任一个选择作为所需的载频fc，余下的一个通过通过输出滤波器2032的适当选择来删除。载频信号被反馈到PLL 204。采用这种方法，fc、f1和f2中的任何抖动或偏移都可以通过反馈信号中的f1的等价变化来进行补偿(只要f1的范围足够大)。
使用差值频率fc＝f1-f2可以在启用高振荡器频率的时避免使用分频器，因此可以减少当前的功耗。如果fc与频率总和f1+f2之间的差值较大，则可以将相对简单的RC滤波器用在输出滤波器2032中。如果使用LC混合器，LC谐振电路可以构建该滤波器的一个电极。
输出模块203还用于调制混合频率信号的振幅。根据需要，混合器2031还可用于调制使用信号A(t)的混合频率信号的振幅。这里一定要多思考，以确保PLL 204可以处理振幅调制信号。
设备20可用于收发器中。在收发器中遇到的另一个问题是，MO 201或TO 202的拖曳和注入锁定的影响会导致在发射器输出处出现杂散的问题。
因此，TO 202还用于生成频率不同于载频fc及其所有谐波的第一频率信号。由于第一频率与载频fc和其谐波不同，所以可以减少或避免拖曳和注入锁定中出现问题。
调制CO 202还可配置为生成频率不同于载频fc及其所有谐波的第二频率信号。由于第二频率与载频fc及其谐波不同，所以可以减少或避免MO201在拖曳和注入锁定中出现问题。
在先有技术中，设备20的信道选择是通过更改PLL 204的分频比N来实现的。此更改通过PLL 204的环路传递函数进行衰减。由于载频fc由f1和f2共同确定，MO 201还用于通过更改第二频率f2来执行信道选择。此更改可以在两点调制结构的第二点处进行反插入。设备20应用于基站中，启用比先有技术更快速的信道调频，这是设计基站收发器时需要考虑的一个重要功能。
设备20可用于任何发射器中，其中需要更快速的频率更改和/或带宽频率调制。
根据本发明的实施例，我们可以看出，由于两点调制结构，可以直接调制TO 202的输出，回路不会看见调制，因此PLL尽管回路带宽较低，也可以在高的调制带宽下进行调制。如果MO 201的输入信号特性是数字的，则当使用两点调制结构时，可以将调制信号与反调制信号进行匹配。与先有技术相比，这种匹配度的增加会增加调制的准确性。fc、f2和f1中的任何抖动或偏移都可以通过f1的等价变化来进行补偿。使用差值频率fc＝f1-f2可以启用高振荡频率同时不必使用分频器，因此可以减少功耗。通过控制MO 201或TO 202的输出频率，可以减少或避免拖曳和注入锁定。本发明的实施例还可以通过改变第二频率f2来启用更快速的信道跳频如果设备20用于基站中，则可以提高基站的性能。
为了更好的理解本发明，还提供了一些详细的实施例。
下面参考图3描述本发明的一个详细实施例。假设MO201为DCO301，TO 202为VCO 302。DCO 301的输入信号为DMW。换言之，调制信号是DMW。VCO的输入信号为TV。换言之，调谐信号TS为TV。PLL 204是模拟PLL(APLL)304，其包含多模分频器(Multi-Modulus Divider，MMD)3041，Sigma-Delta调制器(∑Δ)3042、相频检测器(Phase-Frequency Detector，PFD)3043、电荷泵(Charge-Pump，CP)3044和低通滤波器(LoW Pass Filter，LPF)3045。如图4中所示，此详细实施例的方法包含以下块。
步骤401：VCO 302根据TV生成第一频率信号。
此实施例可特别包含生成第一频率信号的VCO 302，第一频率信号的频率与载频fc及载频fc的所有谐波不同。由于f1与fc或其谐波不同，所以可以减少或避免VCO 302的拖曳和注入锁定问题。
步骤402：在两点调制结构的第一个点处注入DMW。
换言之，DMW被注入到DCO 301中。
步骤403：DCO 301根据DMW生成第二频率信号。
此实施例可特别包含生成第二频率信号的DCO 301，第二频率信号的频率与来自DMW的载频fc及载频fc的所有谐波不同。由于f2与fc或其谐波不同，所以可以减少或避免DCO 301的拖曳和注入锁定问题。
步骤404：输出模块203通过将第一频率信号与第二频率信号混合生成混合频率信号，以将第二频率信号引入到回路中。
此实施例可特别包含将第一频率信号与第二频率信号混合的混合器2031，并输出包含第一频率f1与第二频率f2的差值和总和的混合频率信号。
此实施例还包含调制混合频率信号的振幅的输出模块203。根据需要，混合器2031还可用于调制使用信号A(t)的输出的振幅。为了确保MMD3041此时可以处理振幅调制信号，需要仔细考虑一些问题。
步骤405：输出模块203输出从混合频率信号中选择的载频信号。
此实施例可特别包含从混合频率信号中选择载频信号并输出载频信号的输出滤波器2032，其中，该载频是第一频率f1与第二频率f2的差值。
第一频率f1与第二频率f2的差值被选择作为所需的载频fc，频率总和f1+f2通过输出滤波器2032来进行删除。
使用差值频率fc＝f1-f2可以在启用高振荡器频率时不必使用分频器，因此可以减少当前的功耗。
步骤406：载频信号通过输出模块203反馈至MMD 3041中。
MMD 3041可以通过整数分频比N来对载频进行分频。此实施例中包含分频比N由∑Δ调制器3042进行控制。采用此方法，fc、f2和f1中的不属于调制一部分的任何抖动或偏移将通过源于反馈信号的f1中的等价变化来进行补偿(只要f1的范围足够大)。
步骤407：第一点调制信号可以通过位于两点调制结构的第二点处的∑Δ调制器3042来进行反调制。
通过调制∑Δ调制器3042的输入来将载频信号中的调制删除。这种反调制构建了两点调制结构中的第二点。∑Δ调制器3042的输入信号是数字信号，反调制的增益是精确的。将调制引入到DCO 301中的DMW也是数字的，DCO 301的增益也可以得到良好的控制。这会大大减少先有技术中存在的调制与反调制之间的不匹配问题。
因为与调制带宽相比，APLL 304的带宽较低，因此可以减少∑Δ调制器3042的反调制带宽，从而可以简化其插入。
本发明的此实施例的方法，还可包含MO 201(DCO 301)通过改变第二频率f2来选择信道。此更改可以在两点调制结构的第二点处进行反插入。设备20可以位于基站中，从而可以启用更快速的信道跳频，这是基站发射器中的一个重要属性。
设备20可用于任何发射器中，其中需要更快速的频率更改和/或带宽频率调制。
下面参考图5描述本发明的一个详细实施例。在此详细实施例中，设备20的结构类似于图3(除了假设MO 201作为第一VCO 501)。假设调谐振荡器(TO)202用作VCO 302。为了清楚起见，VCO 302被记为第二VCO302。第一VCO 501的输入信号是MV。换言之，调制信号是MV。第二VCO302的输入信号是TV。换言之，调谐信号是TV。如图6中所示，此详细实施例的方法包含以下步骤。
步骤601：第二VCO 302根据TV生成第一频率信号。
此实施例可特别包含生成第一频率信号的第二VCO 302，第一频率信号的频率与载频fc及载频fc的所有谐波不同。由于f1与fc或其谐波不同，所以可以减少或避免VCO 302的拖曳和注入锁定问题。
步骤602：在两点调制结构的第一个点处注入MV。
换言之，DMW被注入到第一DCO 301中。
步骤603：第一VCO501根据MV生成第二频率信号。
此实施例可特别包含生成第二频率信号的第一DCO 301，所述第二频率信号的频率与来自DMW的载频fc及其所有谐波不同。由于f2与fc或其谐波不同，所以可以减少或避免MO 201的拖曳和注入锁定问题。
步骤604：输出模块203通过将第一频率信号与第二频率信号混合生成混合频率信号，以将第二频率信号引入到回路中。
此实施例可特别包含将第一频率信号与第二频率信号混合的混合器2031输出包含第一频率f1与第二频率f2的差值和总和的混合频率信号。
此实施例还包含输出模块203调制混合频率信号的振幅。根据需要，混合器2031还可用于使用信号A(t)来调制输出的振幅。为了确保MMD3041此时可以处理振幅调制输入信号，需要注意一些问题。
步骤605：输出模块203输出从混合频率信号中选择的载频信号。
此实施例可特别包含输出滤波器2032从混合频率信号中选择载频信号，并输出载频信号，其中，该载频是第一频率f1与第二频率f2的差值。
第一频率f1与第二频率f2的差值被选择作为所需的载频fc，频率总和f1+f2通过滤波器2032进行适当的选择删除。
差值频率fc＝f1-f2的使用使得在启用高振荡器频率的时候不必使用分频器，因此可以减少当前的功耗。
步骤606：载频信号被输出模块203反馈至MMD 3041中。
MMD 3041可以通过整数分频比N来对载频进行分频。此实施例包含分频比N由∑Δ调制器3042进行控制。采用此方法，fc、f2和f1中的不属于调制一部分的任何抖动或偏移将通过源于反馈信号的f1的大的等价变换来进行补偿，只要f1的范围足够。
步骤607：第一点调制信号可以通过位于两点调制结构的第二点处的∑Δ调制器3042来进行反调制。
载频信号中的调制将通过调制∑Δ调制器3042的输入来进行删除。这种反调制构建了两点调制结构中的第二点。
如果与调制带宽相比，APLL 304的带宽较低，则可以减少∑Δ调制器3042的反调制的带宽，从而可以简化其插入。
根据本发明的此实施例的方法还可包含MO 201(第一VCO 501)通过改变第二频率f2来选择基站的信道。此更改可以在两点调制结构的第二点处进行反插入。设备20可以位于基站中，从而可以启用更快速的信道跳频，这是基站发射器中的一个重要属性。
设备20可用于任何发射器中，其中需要更快速的频率更改和/或带宽频率调制，或者其中必须具有对拖曳和注入锁定的良好的抗扰度。
下面参考图7描述本发明的一个详细实施例。在此详细实施例中，除了假设MO 202作为第二DCO 701，假设PLL 204用作DPLL 702，设备20的架构类似于图3中的实施例。为了清楚起见，DCO 301称为第一DCO301。第一DCO 301的输入信号是DMW。换言之，调制信号是DMW。第二DCO 701的输入信号是DTW。换言之，调谐信号是DTW。如图8中所示，此详细实施例的方法包含以下步骤。
步骤801：第二DCO 701根据DTW生成第一频率信号。
此实施例可特别包含第二DCO 701生成第一频率信号，其频率与载频fc及其所有谐波不同。由于f1与fc或其谐波不同，所以可以减少或避免TO202的拖曳和注入锁定问题。
步骤802：在两点调制结构的第一个点处注入DMW。
换言之，MV被注入到第一DCO 301中。
步骤803：第一DCO 301根据DMW生成第二频率信号。
此实施例可特别包含第一DCO 301生成第二频率信号，第二频率信号的频率与来自DMW的载频fc及其所有谐波不同。由于f2与fc或其谐波不同，所以可以减少或避免MO 201的拖曳和注入锁定问题。
步骤804：输出模块203通过将第一频率信号与第二频率信号混合以生成混合频率信号，将第二频率信号引入到回路中。
此实施例可特别包括将第一频率信号与第二频率信号混合的混合器2031，并输出包含第一频率f1与第二频率f2的差值和总和的混合频率信号。
此实施例还包含输出模块203调制混合频率信号的振幅。根据需要，混合器2031还可用于使用信号A(t)来调制输出的振幅。为了确保数字PLL(DPLL)702中的反馈路径此时可以处理振幅调制输入信号，需要注意一些问题。
步骤805：输出模块203输出从混合频率信号中选择的载频信号。
此实施例可特别包含输出滤波器2032从混合频率信号中选择载频信号并并输出载频信号，其中，该载频是第一频率f1与第二频率f2的差值。
第一频率f1与第二频率f2的差值被选择作为所需的载频fc，频率总和f1+f2通过输出滤波器2032的适当选择来进行删除。
使用差值频率fc＝f1-f2可以启用高振荡器频率，同时不必使用分频器，因此可以减少当前的功耗。
步骤806：载频信号被输出模块203反馈至DPLL 702中。
DPLL 702调节DTW信号以获取载频fc与参考频率之间的特定比率R。DPLL 704的特定实施没有显示在图7中。采用此方法，fc，、f2与f1中的不属于调制一部分的任何抖动或偏移将因为DPLL 704所构建的反馈，通过在f1中进行等价转换进行补偿，只要f1的范围足够大。
步骤807：第一点调制信号可以通过位于两点调制结构的第二点处的DPLL 702来进行反调制。
载频信号中的调制将通过调制DPLL 704的比率R而删除。这种反调制构建了两点调制结构中的第二点。DPLL 704的特性是数字的，比率R是精确的。将调制引入到DCO 301中的DMW也是数字的，第一DCO 301的增益也可以得到良好的控制。这会大大减少先有技术中存在的调制与反调制之间的不匹配问题。
因为与调制带宽相比，DPLL 704的带宽较低，因此可以减少DPLL 704的反调制带宽，从而可以简化其插入。
根据本发明的此实施例的方法，还可包含MO 201(第一DCO 301)(调制CO 202)，通过改变第二频率f2来选择信道。此更改可以在两点调制结构的第二点处进行反插入。设备20可以位于基站中，从而可以启用更快速的信道跳频，这是基站发射器中的一个重要属性。
设备20可用于任何发射器中，其中需要更快速的频率更改和/或带宽频率调制。
如果这些实施例以及上面描述的此类实施例的功能不彼此排斥，则可以结合使用。
应该理解，本发明并不仅限于上述内容以及文中所述的实施例，并且可以在本发明的创新概念范围内进行修改，如随附的权利声明中所示。

Claims (26)

1.一种用于在两点调制结构中生成载频信号的方法，其包含：
生成第一频率信号；
在两点调制结构的第一点处注入调制信号；
根据所述调制信号生成第二频率信号；
通过将所述第一频率信号与所述第二频率信号混合生成混合频率信号，来引入所述第二频率信号；
输出从所述混合频率信号中选择的载频信号；以及
将所述载频信号反馈至反馈路径；
在两点调制结构的第二点处，对第一点调制信号进行反调制。
2.如权利要求1所述的方法，其中，所述调制信号为数字调制字DMW。
3.如权利要求1所述的方法，其中，所述调制信号为调制电压MV。
4.如权利要求1所述的方法，其中，生成第一频率信号包括根据数字调谐字DTW生成第一频率信号。
5.如权利要求1所述的方法，其中，生成第一频率信号包括从调谐电压TV生成所述第一频率信号。
6.如权利要求1所述的方法，其中，通过将所述第一频率信号与所述第二频率信号混合生成混合频率信号，来引入所述第二频率信号包括：
将所述第一频率信号与所述第二频率信号混合，并输出包括第一频率与第二频率的差值和总和的混合频率信号；以及
其中，输出从所述混合频率信号中选择的载频信号包括：
从混合频率信号中选择所述载频信号，并输出载频信号，其中，所述载频是第一频率与第二频率的差值或总和。
7.如权利要求1所述的方法，其中，将所述第一频率信号与所述第二频率信号混合以生成混合频率信号，还包括调制所述混合频率信号的振幅。
8.如权利要求1所述的方法，其中，生成第一频率信号包括生成所述第一频率信号，其中，所述第一频率信号的频率与载频及载频的所有谐波不同。
9.如权利要求1所述的方法，其中，从调制信号生成第二频率信号包括：根据所述调制信号生成第二频率信号，其中，所述第二频率信号的频率与载频及载频的所有谐波不同。
10.如权利要求1所述的方法，其中，该方法还包括通过改变第二频率选择信道。
11.一种用于使用两点调制结构中生成载频信号的设备，其包括：
一个调谐振荡器TO，用于生成第一频率信号；
一个调制振荡器MO，在两点调制结构的第一点处被注入一个调制信号MS，所述MO用于根据调制信号生成第二频率信号；以及
一个输出模块，用于通过将所述第一频率信号与所述第二频率信号混合生成混合频率信号，来在TO之后将所述第二频率信号引入到回路中，输出从混合频率信号选择的载频信号，并将载频信号反馈至反馈路径；
一个PLL，用于在两点调制结构的第二点处，对所述第一点调制信号进行反调制。
12.如权利要求11所述的设备，其中，所述MO是第一数控振荡器DCO。
13.如权利要求12所述的设备，其中，所述第一DCO的输入信号为数字调制字DMW。
14.如权利要求11所述的设备，其中，所述MO是第一压控振荡器VCO。
15.如权利要求14所述的设备，其中，所述第一VCO的输入信号为调制电压MV。
16.如权利要求11所述的设备，其中，所述MO是混合振荡器。
17.如权利要求16所述的设备，其中，所述混合振荡器的输入信号为MV和DMW。
18.如权利要求11所述的设备，其中，所述TO为第二DCO。
19.如权利要求18所述的设备，其中，所述第二DCO的输入信号为数字调谐字DTW。
20.如权利要求11所述的设备，其中，所述TO为第二VCO。
21.如权利要求20所述的设备，其中，所述第二VCO的输入信号为调谐电压TV。
22.如权利要求11所述的设备，其中，所述输出模块包括：
混合器，用于将所述第一频率信号与所述第二频率信号混合，并输出包含第一频率与第二频率的差值和总和的混合频率信号；以及
输出滤波器，用于从混合频率信号中选择载频信号，其中，载频为第一频率与第二频率的差值或总和，输出载频信号，并将载频信号反馈到反馈路径中。
23.如权利要求11所述的设备，其中，所述输出模块还用于调制混合频率信号的振幅。
24.如权利要求11所述的设备，其中，
TO用于生成第一频率信号，所述第一频率信号的频率不同于所述载频及所述载频的所有谐波。
25.如权利要求11所述的设备，其中，
所述MO还用于生成第二频率信号，所述第二频率信号的频率不同于所述载频及所述载频的所有谐波。
26.如权利要求11所述的设备，其中，所述MO用于通过改变第二频率执行信道选择。
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Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8634512B2 (en) * 2011-02-08 2014-01-21 Qualcomm Incorporated Two point modulation digital phase locked loop
EP2584749B1 (en) * 2011-10-19 2014-09-10 Karlsruher Institut Für Technologie (KIT) Radio communication system, home gateway, bidirectional communication system, and method for stabilising a sideband signal
CN105610464A (zh) * 2015-12-21 2016-05-25 上海华测导航技术股份有限公司 数传机中发射机的两点注入式调制方法及系统
CN106464623B (zh) * 2016-08-05 2019-12-06 深圳市汇顶科技股份有限公司 一种传输信号的方法和装置
US10164649B2 (en) * 2016-11-30 2018-12-25 Taiwan Semiconductor Manufacturing Co., Ltd. Hybrid phase lock loop

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1513225A (zh) * 2001-06-07 2004-07-14 �����ɷ� 具有pll电路的两点调制器及简化的数字预先滤波系统

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10211381A1 (de) * 2002-03-14 2003-06-12 Infineon Technologies Ag Sendeanordnung für Frequenzmodulation
US7430265B2 (en) * 2002-06-27 2008-09-30 Infineon Technologies Ag Circuit arrangement provided with a phase-locked loop and transmitter-receiver with said circuit arrangement
EP1460762B1 (en) * 2003-03-18 2008-11-05 Texas Instruments Incorporated High-speed, accurate trimming for electronically trimmed VCO
WO2006118056A1 (ja) * 2005-04-27 2006-11-09 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. ２点変調型位相変調装置、ポーラ変調送信装置、無線送信装置及び無線通信装置
US7826811B2 (en) * 2005-11-10 2010-11-02 Panasonic Corporation Phase modulation apparatus and wireless communication apparatus
KR20080013092A (ko) * 2006-08-07 2008-02-13 삼성전자주식회사 통신 시스템에서 송신기의 누설 신호 감쇄 장치 및 방법
KR20080027975A (ko) * 2006-09-25 2008-03-31 삼성전자주식회사 투-포인트 모듈레이션 장치 및 방법

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1513225A (zh) * 2001-06-07 2004-07-14 �����ɷ� 具有pll电路的两点调制器及简化的数字预先滤波系统

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