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CN102187737A - 用于驱动至少一个led的电路 - Google Patents

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CN102187737A
CN102187737A CN200980141669XA CN200980141669A CN102187737A CN 102187737 A CN102187737 A CN 102187737A CN 200980141669X A CN200980141669X A CN 200980141669XA CN 200980141669 A CN200980141669 A CN 200980141669A CN 102187737 A CN102187737 A CN 102187737A
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迈克尔·齐默尔曼
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Abstract

本发明涉及一种使用普通开关控制器技术来驱动至少一个LED的电路。该电路相应地包括扼流圈(L1)、定时开关(S1)和用于给所述开关(S1)定时的控制和/或调节电路(SR)，所述控制和/或调节电路(SR)构成为IC优选为ASIC，并且所述电路设有输入输出端子(PN1-PN7)。向所述控制电路输入至少两个实际值信号，这两个实际值信号分别对应于该开关(S1)的不同开关阶段。这两个实际值信号被输入到一个共用的输入端子(PN2)。从而可以省略至少一个端子，并且该电路总体上可以更为廉价地制造。

Description

用于驱动至少一个LED的电路
本发明涉及一种用于驱动至少一个LED的电路(驱动电路)。一种驱动电路具有：
输入接口，其能够连接至输入电压或者说驱动电压，所述输入电压或者说驱动电压呈直流电压或者方向不变的脉动电压的形式；
输出接口，包括至少一个LED的负载电路能够连接在所述输出接口上；
定时开关；
控制电路，其用于对所述开关进行定时，所述控制电路优选构成为具有输入输出端子的IC优选为ASIC，
其中所述控制电路根据至少两个实际值信号生成用于所述开关的时钟信号(假如存在具有调节参数“开关定时”的控制回路)，
其中这两个实际值信号分别对应于所述开关的彼此不同的开关阶段，
其中所述扼流圈被设置为，所述扼流圈在所述开关的一个开关阶段被充电，而在另一个开关阶段被放电，
并且其中至少在后一种所述开关阶段，电流被驱使流过所述负载电路。
前述类型的电路是已知的(WO 2007/121870A1)。在这种已知的电路中生成两个实际值信号，并提供给ASIC的两个为此设置的输入端子。第一实际值信号代表在所述开关导通期间的扼流圈电流。第二实际值信号代表了这样一个值，在考虑到也被确定为实际值信号的驱动电压的情况下，能够根据所述值确定负载电路上的电压。因此，第二实际值信号也代表了在开关截止期间的负载电路上的电压。针对代表驱动电压的实际值信号设置了ASIC的另一个输入端子。图1示出了这种已知的电路。
由针对负载电路的电路提供的功率取决于各种参数，当然主要还取决于负载本身。为了使该电路能够匹配于当前未精确知道的或者可变的负载，可以改变定时开关的通断频率或者通断比。为此，ASIC需要得到与负载对该电路产生何种影响有关的信息。这种信息提供了至少两个实际值信号，各个实际值信号分别对应于开关的另一开关阶段。如上所述，在已知的ASIC中为两个实际值信号分别设置了一个独立的输入端子。
本发明的目的在于更为简化地设计电路以及它的集成控制电路(如ASIC，μC等)，进而能够更为廉价地制造。
该目的的解决方案是权利要求的内容，权利要求的文字内容应作为公开内容被全文参引于本说明书之中。
该解决方案建议如下：这两个实际值信号被输入到一个共用的输入端子。为此，在该LED驱动电路的一个共同测量点量取这两个实际值信号。从而，可以省略至少一个用于IC的端子。为了使得IC可以区分开这些实际值信号并且可以对其独立分析，优选建议规定相应的去耦装置。从属权利要求给出了解决方案的细节。
结合附图说明具体实施例。
附图中：
图1是根据现有技术的已知电路(WO 2007/121945A2)；以及
图2至11示出本发明电路的各种实施方式。
首先结合图1说明本发明电路的工作原理。用于驱动LED负载电路的电路(LED驱动电路)具有两个输入接口(输入端子)EE和两个输出接口(输出端子)EA。
LED负载电路与两个输出接口EA连接，并且LED负载电路是由多个串联连接的LED构成的。该电路的输入接口EE与输入电压源或驱动电压源VIN连接，其向该电路提供直流电压或者方向不变的脉动电压。该驱动电压的直流电压负极连接在下输入接口EE上，形成基准电势或接地。驱动电压的正极连接在该电路的上输入接口EE上，形成高电势点。LED负载电路位于高电势点和中间电势点之间，下文中将对此详细说明。
在输入接口处的电压例如可以通过(开关式)有源功率因数校正电路(有源PFC电路)来提供。
该驱动电压存在于串联电路上，该串联电路包括回流二极管D1、定时开关S1和低阻值的测量电阻器Rs(分流电阻器“Shunt”)。回流二极管D1以其阴极连接在高电势点上。它以其阳极连接在构造成MOSFET的开关S1的漏极端子上。分流电阻器Rs位于源极端子和接地之间。在该负载电路的中间电势点和开关S1与回流二极管D1的连接点之间设有扼流圈L1。LED负载电路优选并联有充电电容器C1。
开关S1由控制电路SR控制(定时)，控制电路SR为此具有输出端子PN1，该输出端子与开关S1的栅极端子连接。控制电路SR还具有用于第一实际值信号的输入端子PN2和用于第二实际值信号的另一个输入端子PN3。此外，控制电路SR还具有用于输入第三实际值信号的另一个输入端子PN5。
因此也就得到了控制回路，其包括调节参数“开关定时”。
第一供电端子PN4与高电势点连接，而第二供电端子PN6与接地连接，以便按照这种方式向控制电路SR提供必要的驱动电能。
当开关S1接通时，电流从负工作电势点(接地)出发，流经分流电阻器Rs、开关S1、以及扼流圈L1和LED负载电路。在开关接通期间，电流流经LED，从而可以使LED点亮。同时，扼流圈L1积累磁性。回流二极管D1在此期间是截止的。充电电容器C1也被充电，同时平滑流经LED负载电路的电流。
当开关S1被截止时，扼流圈L1经由LED负载电路和此时导通的回流二极管D1放电。此时，流经LED负载电路的电流持续降低，直到扼流圈L1被部分地或者完全地放电。而且，充电电容器C1也放电。
当扼流圈L1彻底放电时，充电电容器C1的放电在时间上超出扼流圈L1的彻底放电，从而虽然流经扼流圈L1的电流已经过零，但是仍有电流继续流经LED负载电路。当开关S1重新接通时，重复该过程。按照这种方式，在LED负载电路上出现了锯齿形电压。而且，流经LED负载电路的电流也围绕平均值呈锯齿形，但是优选不会降低至零(供电不间断运行，″连续导电模式continous conduction mode″)；但是它也可以降低至零(在供电间断和供电不间断运行之间的临界运行，“临界模式”或者“临界线模式”；或者供电间断运行，“不连续导电模式discontinous conduction mode”)。
平均值的波纹主要取决于充电电容器C1的大小。流经扼流圈L1的电流也表现为关于平均值呈锯齿形，或者不降低至零(供电不间断运行)，或者降低至零(在供电间断和供电不间断运行之间的临界运行，或者供电间断运行)。
如果延长开关S1的导通时间而缩短截止时间(也就是说如果改变开关S1的开关信号的通断比)，则总体上提高了提供给LED负载电路的平均电流值，进而也提高了提供给LED负载电路的功率。反之，如果缩短开关S1的导通时间而延长截止时间，则降低了电流和功率。
但是，流经负载电路的电流和负载电路上的电压以及提供给负载电路的功率不仅取决于用于控制开关S1的通断比或者通断频率，而且还取决于其他参数如扼流圈L1的电感或充电电容器C1的电容，另外也取决于该负载电路本身的特性。如果负载电路的特性是未知的或者例如因老化而出现变化，那么该开关S1定时的控制或调节条件出现变化。当负载电路由未知数量的LED构成时，情况尤为严重。因此必须向控制和/或调节电路SR提供信息，该信息有助于该控制和/或调节电路计算用于开关S1定时的控制信号。
第一实际值信号是开关电流，其例如是通过在开关S1导通期间在分流电阻器Rs上的电压来测量的。该电压代表了在导通时间内流经扼流圈L1的电流，并且是通过端子PN2输入的。第一实际值信号在开关S1截止期间肯定为“零”。在截止期间确定第二实际值信号，该第二实际值信号由分压器R1/R2的电阻器R2上的电压构成，并且间接或直接地代表了截止期间LED线路段上的电压或扼流圈电压(Drosselspannung)。为此将分压器R1/R2连接在接地和中间电势点之间。
在接地和高电势点之间连接有另外一个分压器R3/R4。电阻器R4上的电压被输入给输入端子PN5。它表示在两种开关状态期间的输入电压VIN。控制电路SR现在可以通过下述方式计算负载电路上的电压，即，所述负载电路上的电压等于用输入电压或者说驱动电压VIN减去借助分压器R1/R2测得的电压；如上所述，所述借助分压器R1/R2测得的电压相当于在接地和中间电势点之间的电压。
输入电压或者说驱动电压VIN也可以是已知的，而不必通过分压器R3/R4来测量。这种情况例如是：输入接口VIN的电压通过(开关式)有源功率因数校正电路(PFC电路)来提供，并且被调节为固定值。
从而可以将导通期间的扼流圈电流(Drosselstrom)和截止期间的负载电路电压，用于计算开关S1的通断比和通断频率。无需其他帮助就可以想到，由此使得力争实现的目标是可以达到的，即可以计算出开关S1的开关信号。
到此为止，结合表示现有技术的图1说明了该电路的基本原理。
表示本发明各个实施方式的图2至图10是这样绘制的，即新的本发明要点通过粗虚线来突出表示。
图2中去掉了(省略了)图1中的输入端子3。分流电阻器Rs上的电压因此形成了第一实际值信号，在分压器R1/R2的电阻器R2上的电压形成第二实际值信号。这两个实际值信号是在彼此分开的时间阶段(LED驱动器开关的接通阶段或断开阶段)被分析的(时分复用)。这两个实际值信号是在LED驱动电路的一个共用测量点量取的，因此可以输入到控制和/或调节电路SR的一个共用输入端子PN2。在截止期间确定第二实际值信号，该第二实际值信号由分压器R1/R2的电阻器R2上的电压构成，并且间接或直接地代表了截止期间LED线路段上的电压或扼流圈电压(Drosselspannung)。为此将分压器R1/R2连接在接地和中间电势点之间。
为了避免这两个实际值信号在彼此分开的时间阶段互相影响，造成无法明确地分析，因此在两个实际值信号路径之间插入去耦元件例如去耦电阻器(Entkopplungswiderstand)R5或者二极管等。
在此假设：分流电阻器Rs的电阻值明显小于电阻器R1、R2和R5的电阻值。
在开关S1的导通期间，分流电阻器Rs上的电压降利用比提供第二实际信号的电压源更小的内阻形成一电压。在此，分流电阻器Rs上的电压占据主导地位，并且在导通期间确定输入端子PN2上的电平。
当开关S1处于截止状态时，实际上没有电流流经开关S1和分流电阻器Rs，结果是在分流电阻器Rs和开关S1之间的连接点处的电势是无定义的，也就是“浮动”的，在此其基于分流电阻器Rs而被引用为地电势。在这种情况下，由分压器R1/R2提供的、在电阻器R2上的电压占据主导地位，构成第二实际值信号。它因此确定在输入端子PN2上的电势。
控制电路SR可以通过下述方式计算在截止期间在LED负载电路上的电压，即，该LED负载电路上的电压等于用输入电压或者说驱动电压VIN减去借助分压器R1/R2测得的电压；如上所述，所述借助分压器R1/R2测得的电压相当于在接地和中间电势点之间的电压。
构成为专用集成电路(ASIC)的控制电路SR具有输入端子PIN7，可以将外部的明暗信号输入到该输入端子PIN7。外部明暗信号例如可以作为二值信号(“通”或“断”)、作为基准电压或者可切换的基准电压(该基准电压可以在“断”和幅值可变的“通”值之间变化)来输入。
重要的是，按照前述方式可以省略IC上的一个输入端子。由此简化了电路，并且可以更为廉价地制造。该原理当然不限于此处关注的实际值信号和相应的端子，而是可以普遍应用。
根据图3的电路相对根据图2的电路出现了以下变更，即在此去耦电阻器R5被代之以去耦二极管D2。该去耦二极管是这样连接的，即其阳极位于分流电阻器Rs和开关S1之间的连接点处，而其阴极位于分压器R1/R2的电阻器R1和R2之间的连接点处，并且位于输入端子PN2上。按此方式保证了在开关S1导通期间，去耦二极管D2是导通的，而在截止期间是不导通的。这增强了可通过图2的去耦电阻器R5实现的去耦效果。
根据图4的这种变形电路对应于根据图2的那个电路，其中仅交换了扼流圈L1和回流二极管D1的位置。另外，电阻器R1在此连接在扼流圈L1和回流二极管D1之间的连接点处，或者连接在LED负载电路和回流二极管D1之间(如虚线所示)。
该实施方式表明，图1至3所采用的降压变换器原理(Buck Converter)对于本电路不是必须的，而是也可以代之以如图4所示的反激式变换器原理(Buck-Boost Converter)，或者也可以采用图中未示出的升压变换器(Boost)原理、隔离反激式变换器(Flyback)原理和正激变换器(Forward)原理。
如果用于监视截止期间的电压的电阻器R1的接入点位于扼流圈L1和开关S1之间的节点处，那么该测量也可以用于在截止期间确定扼流圈电流的过零点。当扼流圈L1被去磁时，在电阻器R9的接入点处(在扼流圈L1和开关S1之间的节点处)的电压发生变化。在电阻器R9的接入点处的电压在截止期间几乎等于驱动电压VIN，只要扼流圈L1是磁化的，并且驱使电流流过LED负载电路。
如果扼流圈L1不再是磁化的并且扼流圈电流到达过零点，则回流二极管D1开始截止，并且在电阻器R9的接入点处的电压降低到较低值。
掌握过零点是有利的，这是因为希望把开关S1的重新接通时间点设置在该过零点处。从而可以避免开关损耗，并且该开关所受热负荷也较低，原因在于基于去磁化的扼流圈L1和与其关联的过零点，在开关S1上只出现极低的开关损耗。开关S1的这种控制方式也被称为在供电不间断和供电间断之间的临界运行。
并联至LED负载电路的充电电容器C1可以在过零点期间继续驱动电流经过LED。一旦扼流圈L1被去磁，那么扼流圈就不再驱使电流经过LED负载电路。在直到通过开关S1重新接通使得电流再次流过扼流圈L1之前的阶段内，并联至LED负载电路的充电电容器C1可以利用其在开关S1接通期间充电的电荷继续驱使电流流过LED。
在图5中省略了分压器R1/R2。取而代之，扼流圈L1与另一个线圈L2磁耦合，借助该另一个线圈可以按照变压器方式耦合输出扼流圈电压。
这意味着，在开关S1导通期间继续使用分流电阻器Rs上的电压降作为实际值信号，该电压降代表了扼流圈电流。然后在截止期间采用第二实际值信号，其按照变压器方式从扼流圈L1中耦合输出，并且代表了扼流圈电压。在已经掌握扼流圈参数(扼流圈L1的电感系数)的情况下，通过扼流圈电压肯定也可以计算出扼流圈电流。相应地，尽管图中未示出，也可以省略端子PN5，向该端子PN5输入的另一个实际值信号代表了驱动电压VIN。这样也可以省略构成另外分压器的电阻器R3/R4。
该电路也可以用于在截止期间确定扼流圈电流的过零点。掌握过零点是有利的，这是因为希望把开关S1的重新接通时间点设置在该过零点处。从而可以避免开关损耗，并且该开关承受的热负荷更低。开关S1的这种控制方式也如前所述地被称为在供电不间断和供电间断之间的临界运行。
并联至LED负载电路的充电电容器C1可以在过零点期间继续驱动电流经过LED。一旦扼流圈L1被去磁，那么扼流圈就不再驱使电流经过该LED。
在直到通过开关S1重新接通使得电流再次流过扼流圈L1之前的阶段内，并联至LED负载电路的充电电容器C1可以利用其在开关S1接通期间充电的电荷继续驱使电流流过LED。
图6的实施方式的特征同样也在于，第二实际值信号按照变压器方式从具有第二线圈L2的扼流圈L1中耦合得出。
通过磁耦合在扼流圈L1上的线圈L2可以按照变压器方式耦合输出扼流圈电压。这意味着，在开关S1导通期间继续使用分流电阻器Rs上的电压降作为实际值信号，该电压降代表了扼流圈电流。
然后在截止期间采用第二实际值信号，其按照变压器方式从扼流圈L1中耦合输出，并且代表了扼流圈电压。在已经掌握扼流圈参数(扼流圈L1的电感系数)的情况下，通过扼流圈电压肯定也可以计算出扼流圈电流，进而得到流经LED负载电路的电流。相应地，尽管图中未示出，也可以省略端子PN5，向该端子PN5输入的另一个实际值信号代表了驱动电压VIN。这样也可以省略构成另外分压器的电阻器R3/R4。
另外，向输入端子PN2输入负电压，对于专用集成电路(ASIC)的工作是不利的。因此，还向输入端子PN2输入偏置电流Ioff，以便提高输入端子PN2的电势。优选地，偏置电流Ioff是在控制电路SR内部生成的，而且也是在内部输入给输入端子PN2的。这种措施需要通过去耦电阻器R7的另一去耦。
监视扼流圈电压可以有利地应用在电路(尤其是开关S1)的所谓的供电不间断中，但是也可以应用在所谓的供电间断中或者在供电不间断和供电间断之间的所谓的临界运行中。在供电不间断的工作中，并联至LED负载电路的充电电容器C1可以是非常小的，甚至可以完全省略。
根据图6的该电路也可以用于在截止期间确定扼流圈电流的过零点。掌握过零点是有利的，这是因为希望把开关S1的重新接通时间点设置在该过零点处。从而可以避免开关损耗，并且开关承受的热负荷更低。因此，在开关S1导通期间可以将分流电阻器Rs上的电压降确定为实际值信号，并且在截止期间可以确定扼流圈电流的过零点和/或扼流圈电压。
图7所示的电路的实施方式对应于图5的那个实施方式，仅采用去耦二极管D3来代替去耦电阻器R5，该去耦二极管的工作方式与图3所述方式相同。按照优选方式，通过耦合线圈L2来确定扼流圈电流的过零点。
根据图8的实施方式类似于根据图6的实施方式。其也用于确定扼流圈电流的过零点。此处，偏置电流通过由二极管D4和电阻器R7、R5和R8构成的电路生成。二极管D4以其阳极接地。该二极管D4的阴极通过电阻R7与耦合线圈L2连接。此前提到的电流路径通过去耦电阻器R8与输入端子PN2连接。
根据图9的实施方式示出了一种替代可行方案，用以监视扼流圈电压或者磁化扼流圈L1和用于生成第二实际值信号。在此，在回流二极管D1和开关S1之间的连接点通过另外一个去耦电阻器R9与输入端子PN2连接。如已经针对图2至4的电路所做的说明那样，下述额外条件也适用于此，即分流电阻器Rs必须比去耦电阻器R1、R2和R9小很多。
对扼流圈电压或者电阻器R9接入点(扼流圈L1和开关S1之间的节点)的监视可以如前所述地，用于在截止期间确定扼流圈电流的过零点。
当扼流圈L1被去磁时，在电阻器R9的接入点处(在扼流圈L1和开关S1之间的节点处)的电压发生变化。在电阻器R9的接入点处的电压在截止期间几乎等于驱动电压VIN，只要扼流圈L1是磁化的，并且驱使电流流过LED负载电路。如果扼流圈L1不再是磁化的并且扼流圈电流到达过零点，则回流二极管D1开始截止，并且在电阻器R9的接入点处的电压降低到较低值。
掌握过零点是有利的，这是因为希望把开关S1的重新接通时间点设置在该过零点处。从而可以避免开关损耗，并且开关承受的热负荷更低。开关S1的这种控制方式也被称为在供电不间断和供电间断之间的临界运行。
并联至LED负载电路的充电电容器C1可以在过零点期间继续驱动电流经过LED。一旦扼流圈L1被去磁，那么扼流圈就不再驱使电流经过该LED。
在直到通过开关S1重新接通使得电流再次流过扼流圈L1之前的阶段内，并联至LED负载电路的充电电容器C1可以利用其在开关S1接通期间充电的电荷继续驱使电流流过LED。
图10示出一种实施方式，其中第二实际值信号代表了驱动电压VIN，并且作为分压器R3/R4电阻器R4上的电压降而被得到。该变形方式在下述情况下尤为有意义，即在输入电压或者说驱动电压不恒定的情况下，例如其通过整流器得自电网电压；和/或上游没有设置功率因数校正电路(PFC)。在这种情况下，驱动电压或者说输入电压具有显著的波动。
根据图11的变形电路与前述实施方式的区别在于，扼流圈L1与次级线圈L1’磁耦合。利用该实施方式表明了，图1至3和5至10所采用的降压变换器原理对于本电路不是必须的；取而代之的是，如图4那样，也可以采用其他的开关控制器原理。图11所示的变形电路表现为隔离反激式变换器的一个例子。
在使用隔离反激式变换器原理时，扼流圈L1可以通过带有磁耦合的次级线圈L1的扼流圈L1’来代替，该次级线圈L1和扼流圈L1’共同构成了一个变压器。次级线圈L1’可以通过回流二极管D1和充电电容器C1(其并联至LED负载电路)向LED负载电路供电。扼流圈L1可以额外地与另一个耦合线圈L2磁耦合(未示出)。
在此，例如在开关S1导通期间还可以监视分流电阻器Rs上的电压降作为实际值信号。在截止期间，例如类似于图2至9的实施例可以确定扼流圈电流的过零点和/或扼流圈电压。例如可以量取在扼流圈L1和开关S1之间的连接点上的电阻器R1。但是也可以优选借助电势隔离来量取在LED驱动电路次级侧的信号，并且作为实际值信号提供给控制和/或调节电路SR。
利用该实施方式也表明了，图1至3和5至10所采用的降压变换器原理对于本电路不是必须的；取而代之的是，如图4那样，也可以采用反激式变换器原理)，或者升压变换器原理、隔离反激式变换器(如图11)原理和正激变换器原理。

Claims (18)

1.用于至少一个LED的驱动电路，其包括：
-输入接口(EE)，其能够连接至输入电压或者说驱动电压(VIN)，所述输入电压或者说驱动电压呈直流电压或者方向不变的脉动电压的形式；
-输出接口(EA)，包括至少一个LED的负载电路能够连接至所述输出接口；
-扼流圈(L1)；
-定时开关(S1)；
-控制电路(SR)，其用于对所述开关(S1)进行定时，所述控制电路优选构成为具有输入端子和输出端子(PN1-PN7)的IC，
其中，所述控制电路(SR)根据至少两个实际值信号生成用于所述开关(S1)的时钟信号，
其中，所述两个实际值信号分别对应于所述开关(S1)的彼此不同的开关阶段，
其中，所述扼流圈(L1)被设置为，所述扼流圈在所述开关(S1)的一个开关阶段被充电，而在另一个开关阶段被放电，
并且其中，至少在后一种所述开关阶段，电流被驱使流过所述负载电路，
其特征在于，
所述两个实际值信号是在彼此不同的时间区间或者时间点，但是在所述驱动电路的一个共同测量点被量取的。
2.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述实际值信号中的一个实际值信号代表在所述开关(S1)导通期间的扼流圈电流。
3.根据权利要求1或2所述的电路，其特征在于，所述输入电压(VIN)是通过在基准电势点(接地)和高电势点之间的电势差来限定的，
所述负载电路位于所述电路的所述高电势点和中间电势点之间，
所述实际值信号中的另一个实际值信号对应于在所述中间电势和所述基准电势(接地)之间的电压，因此在输入电压(VIN)基本恒定的情况下，所述另一个实际值信号代表了在所述开关(S1)的截止期间的所述负载电路的电压。
4.根据权利要求1或2所述的电路，其特征在于，所述另一个实际值信号代表在所述开关(S1)截止期间的扼流圈电压。
5.根据权利要求1或2所述的电路，其特征在于，所述另一个实际值信号代表在所述开关(S1)截止期间的扼流圈电流的过零。
6.根据权利要求4或5所述的电路，其特征在于，所述另一个实际值信号是通过磁耦合的线圈(L2)按照变压器方式从所述扼流圈(L1)耦合得到的。
7.根据权利要求1或2所述的电路，其特征在于，如果所述输入电压(VIN)是非恒定的，则将对应于所述输入电压(VIN)、并且因此代表了所述开关截止期间的所述输入电压的那个电压，选择作为所述另一个实际值信号。
8.根据前述权利要求之一所述的电路，其特征在于，与所述共用输入端子(PN2)连接的实际值信号路径是通过去耦网络去耦的，以使所述实际值信号能够被识别并且能够被分析。
9.根据权利要求8所述的电路，其特征在于，所述去耦网络是通过一个或多个电阻(R5、R7、R8)构成的。
10.根据权利要求8所述的电路，其特征在于，
所述去耦网络包括至少一个二极管(D3)，并且所述二极管(D3)的导通方向是这样设定的，即，所述二极管在所述开关(S1)的一个开关阶段是截止的，而在另一个开关阶段是导通的。
11.根据权利要求2所述的电路，其特征在于，所述一个实际值信号是所述开关(S1)导通期间与所述开关(S1)串联连接的分流电阻器(Rs)上的电压。
12.根据前述权利要求之一所述的电路，其特征在于，所述输入电压(VIN)是通过在基准电势点(接地)和高电势点之间的电势差来限定的，
所述负载电路位于所述电路的所述高电势点和中间电势点之间，
所述开关(S1)与回流二极管(D1)串联连接，所述回流二极管以其一端子连接至所述输入电压(VIN)的高电势点，并且
所述扼流圈(d1)位于所述电路的中间电势点和所述开关与所述回流二极管的连接点之间，
并且所述回流二极管(D1)的导通方向是如此设置的，即所述回流二极管在所述开关(S1)导通期间是截止的，而在所述开关(S1)截止期间是导通的。
13.根据前述权利要求之一所述的电路，其特征在于，所述负载电路并联设置有充电电容器(C1)。
14.根据权利要求3至13之一所述的电路，其特征在于，所述另一个实际值信号的所述实际值信号路径是由分压器(R1/R2)构成的。
15.根据前述权利要求之一所述的电路，其特征在于，所述另一个实际值信号代表了所述输入电压(VIN)，并且被输入到所述控制电路(SR)的一个独立输入端子(PN5)。
16.根据前述权利要求之一所述的电路，其特征在于，所述开关(S1)由MOSFET构成。
17.根据前述权利要求之一所述的电路，其特征在于，所述控制电路(SR)具有另外的输入端子(PN4-PN7)，能够向所述另外的输入端子输入明暗信号和供电电压(VIN)。
18.根据前述权利要求之一所述的电路，其特征在于，所述控制电路(SR)具有输出端子(PN1)，所述输出端子与用于所述开关(S1)的控制输入端连接。
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