CN102172326A

CN102172326A - 基于非线性能量运算的脑电峰电位检测电路及其构造方法

Info

Publication number: CN102172326A
Application number: CN 201110025767
Authority: CN
Inventors: 李洪革; 徐启成; 夏同生
Original assignee: Beihang University
Current assignee: Beihang University
Priority date: 2011-01-24
Filing date: 2011-01-24
Publication date: 2011-09-07
Anticipated expiration: 2031-01-24
Also published as: CN102172326B

Abstract

本发明为基于非线性能量运算的脑电峰电位检测电路及其构造方法，其中，检测电路包括两个全差分微分放大器、两个四象限电流模式模拟乘法器和一个电流信号减法器；通过全差分微分放大器获取原输入信号的一阶和二阶时域微分信号，通过两个模拟乘法器得到两路一阶时域微分信号的平方信号以及原输入信号和二阶时域微分信号的乘积信号；两个模拟乘法器的输出信号通过电流信号减法器求差值得到脑电信号的峰电位。该检测电路的构造方法，主要通过在四象限电流模式乘法器中采用CMOS跨导线性环，并设置全差分微分放大器的工作电路处于亚阈值区来实现。本发明以极小的静态功耗实现了四象限模拟乘法器，节省了芯片面积，降低了系统功耗。

Description

基于非线性能量运算的脑电峰电位检测电路及其构造方法

技术领域

本发明涉及可植入式脑神经信号峰电位检测集成化技术领域，具体涉及基于亚阈值区域非线性能量运算的脑电峰电位检测电路及其构造方法。

背景技术

植入式无线脑电获取通常采用多电极信号采集方法，由于同时得到多通道峰电位信号，所以可以完成交互性的检测和处理。然而，不同电极采集的信号往往包含周围电极的信息以及大量的背景噪音，每个通道的信号都需要经过后期处理以及A/D转化，因此大量的冗余信息使得系统的后期处理以及无线发射数据量增加。同时由于无线通信对传输的信号带宽有限制，所以需要对脑电信号进行峰值检测，以准确检测到电极采集的神经元的动作电位，排除其他神经元和噪音的干扰。

为了更好地检测出脑电信号峰电位，目前已有多种检测电路被提出，如区域窗口检测、小波变换应用、阈值比较检测、非线性能量检测等。区域窗口检测、小波变换应用其算法复杂度过高，不易于硬件集成化实现，无法完成微小体积下高速、低功耗的植入式脑机接口的需求。阈值比较检测虽然易于集成化实现，但精度低、误差大的缺点限制了其的使用。非线性能量算法(nonlinear energy operator，NEO)主要包括微分器、模拟乘法器两个模块，其在检测效率上有较大的优势，尤其是在对低信噪比信号的处理中，但是仍需在低功耗、低面积性能上做更大的改进。

对现有技术的研究过程中，本发明的发明人利用基于亚阈值区和电流模式电路设计了一种低功耗、低面积的非线性能量峰值检测电路，实现了对脑电信号峰电位的有效提取，同时更加符合了植入式脑机接口系统对功耗、面积的要求。

发明内容

本发明针对现有技术采用非线性能量算法(Nonlinear Energy Operator，简称NEO)检测脑电峰电位，如何进一步实现低功耗、低面积性能的问题，提供一种基于非线性能量运算的脑电峰电位检测电路及其设计方法，可以在极低的功耗和面积条件下，实现对脑电信号峰电位的有效检测。

一种基于非线性能量运算的脑电峰电位检测电路，包括：两个全差分微分放大器、两个四象限电流模式模拟乘法器和一个电流信号减法器。通过第一全差分微分放大器得到原输入脑电信号的一阶时域微分信号，一阶时域微分信号再通过第二全差分微分放大器得到原输入脑电信号的二阶时域微分信号，两路一阶时域微分信号通过第一四象限电流模式模拟乘法器得到其平方信号，一路原输入脑电信号和一路二阶时域微分信号通过第二四象限电流模式模拟乘法器得到其乘积信号，两个四象限电流模式乘法器的输出信号输入给电流信号减法器计算差值，输出脑电信号的峰电位。

所述的全差分微分放大器主要包括双端输出的对称差分放大电路、电容C和源极跟随器，用于对差分输入信号进行微分运算，并进一步差分输出送入乘法器的正负输入端。

所述的四象限电流模式模拟乘法器包含两个全差分跨导放大电路、两个跨导线性环和偏置电路部分，输入四象限电流模式模拟乘法器的两对差分输入信号由全差分跨导放大电路转化成电流信号，转换的电流信号经过采用工作在亚阈值区的MOS管组成的跨导线性环输出两对差分输入信号的乘积信号。

所述的电流信号减法电路包含五对镜像管，对两个四象限电流模式乘法器的输出信号求差，通过双端转单端输出电路输出脑电信号的峰电位。

本发明提供的一种基于非线性能量运算的脑电峰电位检测电路的构造方法，具体如下：

第一步，设置两个全差分微分放大器，原输入脑电信号通过第一个全差分微分放大器得到其一阶时域微分信号，一阶时域微分信号再通过第二个全差分微分放大器得到原输入脑电信号的二阶时域微分信号。

第二步，设置两个四象限电流模式模拟乘法器，将两路原输入脑电信号的一阶时域微分信号输入一个四象限电流模式模拟乘法器得到其平方信号，将一路原输入脑电信号与一路二阶时域微分信号输入一个四象限电流模式模拟乘法器得到其乘积信号；所述的四象限电流模式模拟乘法器中采用CMOS管构造跨导线性环，MOS管工作在亚值域区。

第三步，设置一个电流信号减法器，将通过两个四象限电流模式模拟乘法器得到的一阶时域微分信号的平方信号与原输入脑电信号与其二阶时域微分信号的乘积信号输入给所述的电流信号减法器，电流信号减法器通过对两路输入信号计算差值得到脑电信号的峰电位并输出。

本发明通过对非线性能量检测中各模块的低功耗设计，取得了良好的性能。在全差分微分放大器的电路设计中，采用基于亚阈值区工作的设计思路，降低了功耗，同时简单的结构和较小的电容值，节省了芯片面积；在模拟乘法器的设计中，首次采用了新型的CMOS跨导线性环结构，利用MOS管工作在亚阈值区时漏源电流与栅源电压的指数关系，以极小的静态功耗实现了四象限模拟乘法器，从而更加较低了系统功耗。

附图说明

图1为本发明的脑电峰电位检测电路的总体框图；

图2为本发明的全差分微分放大器的电路示意图；

图3为全差分微分放大器的幅频相频特性曲线示意图；

图4为本发明的四象限电流模式乘法器结构示意图；

图5a与图5b为乘法器的直流传输特性曲线示意图；

图6为电流信号减法电路示意图；

图7为非线性能量峰值检测仿真结果；

图8为本发明的脑电峰电位检测电路的构造方法的步骤流程图。

具体实施方式

下面将结合附图和实施例对本发明做进一步的详细说明。

本发明是一种基于非线性能量运算的脑电峰电位检测电路，它包括两个全差分微分放大器1、2、两个四象限电流模式模拟乘法器3、4和一个电流信号减法器5。如图1所示，原输入脑电信号经过第一全差分微分放大器1得到其时域的一阶微分信号，一阶微分信号经过第二全差分微分放大器2得到其时域的二阶微分信号。两路一阶时域微分信号作为输入经过第一四象限电流模式模拟乘法器3得到一阶时域微分信号的平方信号；一路原输入脑电信号和一路二阶时域微分信号作为输入经过第二四象限电流模式模拟乘法器4得到两者的乘积信号。最后对两个乘法器3、4的输出信号通过电流信号减法器5求出差值，得到系统的输出信号，即脑电信号的峰电位。此时脑电信号中的冗余信息，经过本检测装置后得到了滤除，得到所需要的峰电位信号。

所述的全差分微分放大器1、2，如图2所示，主要包括双端输出的对称(Symmetrical)差分放大电路、电容C和源极跟随器。全差分微分放大器中的MOS管工作在亚阈值区。双端输出的对称差分放大电路主要包括两个输入PMOS管M₁、M₂、共源共栅电流源M_b1-M_b6、共模反馈部分M_c1-M_c6以及镜像电路M₃、M₄，M₆、M₇。如图2所示，对称差分放大电路的输入PMOS管M₁、M₂的栅极用于接收原输入脑电信号的输入，其源极分别连接共源共栅电流源M_b2、M_b4的漏极，差分输入PMOS管M₁、M₂的源极之间串联一个电容C，差分输入PMOS管M₁、M₂具有较好的1/f噪声特性。共源共栅电流源M_b1-M_b6，为电路提供偏置电流，同时其具有较大的交流等效电阻，降低了微分电路的零点；共源共栅电流源M_b1的源极接共模反馈部分中M_c5与M_c6的漏极、共源共栅电流源M_b3的源极接共模反馈部分中M_c3与M_c4的漏极、共源共栅电流源M_b5的源极接共模反馈部分中M_c1与M_c2的漏极。共模反馈部分M_c1-M_c6，其源极均接直流电源VDD，起到稳定微分电路输出共模电平的作用，共模反馈部分M_c3和M_c4的栅极，与M_c5和M_c6的栅极都连接输出V_out+、V_out-。差分输入PMOS管M₁、M₂的漏极分别接NMOS管M₃、M₆的漏极，NMOS管M₃、M₄，M₆、M₇为镜像电路，NMOS管M₄、M₇的漏极接PMOS管M₅、M₈；PMOS管M₅、M₈作为等效电阻，其漏极分别接在PMOS管M₉、M₁₂的栅极；PMOS管M₉、M₁₂的源极分别接一个由NMOS管M₁₀、M₁₁和NMOS管M₁₃、M₁₄组成的电流源，即为源极跟随器，起到缓冲级的作用，最后信号在PMOS管M₉、M₁₂的源极输出V_out+、V_out-。信号的走向为：差分输入PMOS管M₁、M₂的源极分别跟随栅极输入电压即输入脑电信号，然后差分输入PMOS管M₁、M₂的源极对电容进行充放电，转化成差分输入信号的一阶微分电流，微分电流经过镜像电路，在PMOS管M₅、NMOS管M₆的漏端转化成电压信号，然后电压信号分别输入到源极跟随器，最后经过缓冲级在V_out+，V_out-分别输出脑电信号的一阶微分信号。共模反馈部分M_c1-M_c6作为共模反馈电路都工作在深线性区，共模反馈部分M_c1、M_c2提供参考电压，共模反馈部分M_c3-M_c6检测输出共模电平相对于参考电压的变化，通过负反馈控制共源共栅电流源的偏置电流使得输出共模电平向参考电平靠拢，从而达到抑制输出共模电平的作用。在如图2所示的全差分微分放大器1、2的电路中，设置共模反馈部分的MOS管M_c3、M_c4、M_c5和M_c6，共源共栅电流源中的MOS管M_b1-M_b6，以及PMOS管M₁、M₂工作亚阈值区。

所述全差分微分放大器1、2的频率响应特性曲线如图3所示，其中横轴为频率(frequency)，单位：Hz，左纵轴为增益(gain)，单位：dB，右纵轴为相位(phase)单位：deg(度)。图中的阴影部分为脑电峰电位的频率范围(spike bandwidth)50Hz-10kHz，在此频率范围内全差分微分放大器1、2的增益与频率成正比，相位为90度，很好地实现了微分功能。

所述的四象限电流模式乘法器3、4，如图4所示，包括两个全差分跨导放大电路、两个跨导线性环和偏置电路部分。其中偏置电路部分M_d1-M_d5，为四象限电流模式乘法器3、4中各部分提供电流；NMOS管M₂₇和M₂₈与NMOS管M₂₉和M₃₀分别组成两个全差分跨导放大电路；NMOS管M₂₁、M₂₂、M₂₃、M₂₄、M₂₅、M₂₆皆工作在亚阈值区，漏源电流与栅源电压呈指数关系，NMOS管M₂₁、M₂₂、M₂₃和M₂₄与NMOS管M₂₁、M₂₂、M₂₅和M₂₆分别组成两个跨导线性环，NMOS管M₂₁的源极接NMOS管M₂₄和M₂₅的栅极，NMOS管M₂₂的源极接NMOS管M₂₃和M₂₆的栅极。NMOS管M₂₁、M₂₂的源极分别接NMOS管M₂₇、M₂₈的漏极，NMOS管M₂₃、M₂₄的源极相连并接M₂₉管的漏极，NMOS管M₂₅、M₂₆的源极相连并接NMOS管M₃₀的漏极。最后NMOS管M₂₃、M₂₅的漏极相连作为正端输出I_out+，MOS管M₂₄、M₂₆的漏极相连作为负端输出I_out-。NMOS管M₂₁、M₂₂的栅极、漏极相连并接偏置电路部分中的PMOS管M_d2，NMOS管M₂₇、M₂₈源极相连并接偏置电路部分中的NMOS管M_d4，NMOS管M₂₉、M₃₀源极相连并接偏置电路部分中的NMOS管M_d5；偏置电路部分中，PMOS管M_d1与M_d2连接电源，NMOS管M_d3、M_d4与M_d5接地。PMOS管M_d1与M_d2提供乘法因子

信号走向为：四象限电流模式乘法器3、4两对差分输入信号V_in1+、V_in1-与V_in2+、V_in2-经过全差分跨导放大电路，分别转换成电流信号I_in1+、I_in1-与I_in2+、I_in2-。电流信号经过跨导线性环后，输出I_out+与I_out-的差值即为两对差分输入信号的乘积信号

所述四象限电流模式模拟乘法器3、4的直流传输特性曲线如图5a与图5b所示，V_out＝k＊V_in1＊V_in2，k为乘法因子。其中图5a为输出V_out(单位为v)与输入信号V_in1(单位为v)的特性关系，每条直线的斜率为k＊V_in2；图5b为输出V_out(单位为v)与输入信号V_in2(单位为v)的特性关系，每条直线的斜率为k＊V_in1。

所述的电流信号减法器5，如图6所示，包括五对镜像管：PMOS管M₃₁与M₃₂、NMOS管M₃₃与M₃₄、PMOS管M₃₅与M₃₆、NMOS管M₃₇与M₃₈、PMOS管M₃₉与M₄₀。其中镜像管M₃₁、M₄₀的漏极接输入信号I_in1、I_in2；镜像管M₃₂、M₃₉的漏极分别接镜像管M₃₃、M₃₈的漏极；镜像管M₃₄、M₃₇的漏极分别接镜像管M₃₅、M₃₆的漏极，在镜像管M₃₇的漏极连接镜像管M₃₆的漏极的线路上下拉一负载电阻R_L接地。信号走向为：输入信号I_in1经过三对镜像管M₃₁与M₃₂、M₃₃与M₃₄、M₃₅与M₃₆镜像，输入信号I_in2经过镜像管M₃₉与M₄₀、M₃₇与M₃₈镜像，则I_in1等于M₃₆的漏极电流I_d6，I_in2等于M₃₇的漏极电流I_d7。所以在M₃₆漏极的输出信号V_out＝(I_in1-I_in2)＊R_L，其中R_L为负载电阻，从而实现了减法功能，I_in1、I_in2分别为两个四象限电流模式乘法器3、4的输出信号。

如图7所示为一个应用本发明脑电峰电位检测电路的实施例的仿真结果，其中上图为带有较多冗余信息的原输入脑电信号(neural signal)，有四处峰值电位(spike)；下图为经过峰电位检测装置后的最终输出信号(NEO output)，很好地实现了对原信号中的峰值电位(spike)的检测，去除了其他的冗余信息。

本发明提供的一种基于非线性能量运算的脑电峰电位检测电路的构造方法，如图8所示，具体如下：

第一步，设置两个全差分微分放大器1、2，原输入脑电信号通过第一个全差分微分放大器1得到其一阶时域微分信号，一阶时域微分信号再通过第二个全差分微分放大器2得到原输入脑电信号的二阶时域微分信号。如图2所示，全差分微分放大器1、2电路中的共模反馈部分的MOS管M_c3、M_c4、M_c5和M_c6，共源共栅电流源中的MOS管M_b1-M_b6，以及两个输入PMOS管M₁、M₂工作亚阈值区，可以降低系统的功耗。

第二步，设置两个四象限电流模式模拟乘法器3、4，将两路原输入脑电信号的一阶时域微分信号输入第一个四象限电流模式模拟乘法器3得到其平方信号，将一路原输入脑电信号与一路二阶时域微分信号输入第二个四象限电流模式模拟乘法器4得到其乘积信号；所述的四象限电流模式模拟乘法器3、4中采用CMOS管构造跨导线性环，MOS管工作在亚值域区。

当MOS管工作在亚阈值区时，漏源电流与栅源电压呈指数关系，由此可以设计CMOS跨导线性环代替传统的双极结型晶体管BJT跨导线性环。同时亚阈值区的工作电路，具有较低的静态工作电流可以降至nA数量级，饱和导通电压为2-5UT，因此很好地降低了系统的功耗。

四象限电流模式模拟乘法器3、4包含两个全差分跨导放大电路、两个跨导线性环和偏置电路部分，输入四象限电流模式模拟乘法器的两对差分输入信号由全差分跨导放大电路转化成电流信号，转换的电流信号经过采用工作在亚阈值区的MOS管组成的跨导线性环输出两对差分输入信号的乘积信号。

第三步，设置一个电流信号减法器5，将通过两个四象限电流模式模拟乘法器3、4得到的一阶时域微分信号的平方信号与原输入脑电信号与其二阶时域微分信号的乘积信号输入给所述的电流信号减法器5，电流信号减法器5通过对两路输入信号计算差值得到脑电信号的峰电位并输出。

Claims

1.一种基于非线性能量运算的脑电峰电位检测电路，其特征在于，所述的脑电峰电位检测电路包括两个全差分微分放大器(1、2)、两个四象限电流模式乘法器(3、4)和一个电流信号减法器(5)，通过第一全差分微分放大器(1)得到原输入脑电信号的一阶时域微分信号，一阶时域微分信号再通过第二全差分微分放大器(2)得到原输入脑电信号的二阶时域微分信号，两路一阶时域微分信号通过第一四象限电流模式模拟乘法器(3)得到其平方信号，一路原输入脑电信号和一路二阶时域微分信号通过第二四象限电流模式模拟乘法器(4)得到其乘积信号，两个四象限电流模式乘法器(3、4)的输出信号输入给电流信号减法器(5)计算差值，输出脑电信号的峰电位。

2.根据权利要求1所述的一种基于非线性能量运算的脑电峰电位检测电路，其特征在于，所述的四象限电流模式乘法器(3、4)，包括两个全差分跨导放大电路、两个跨导线性环和偏置电路部分，NMOS管M₂₇、M₂₈与NMOS管M₂₉、M₃₀分别组成两个全差分跨导放大电路，工作在亚阈值区的NMOS管M₂₁、M₂₂、M₂₃和M₂₄与工作在亚阈值区的NMOS管M₂₁、M₂₂、M₂₅和M₂₆分别组成两个跨导线性环；偏置电路部分由PMOS管M_d1、M_d2与NMOS管M_d3、M_d4、M_d5组成；所述的NMOS管M₂₇、M₂₈与NMOS管M₂₉、M₃₀的栅极分别为差分输入信号V_in1+、V_in1-与V_in2+、V_in2-；所述的NMOS管M₂₁、M₂₂的源极分别接NMOS管M₂₇、M₂₈的漏极，NMOS管M₂₃、M₂₄的源极相连并接NMOS管M₉的漏极，NMOS管M₂₅、M₂₆的源极相连并接NMOS管M₃₀的漏极；NMOS管M₂₃、M₂₅的漏极相连作为正端输出I_out+，NMOS管M₂₄、M₂₆的漏极相连作为负端输出I_out-；NMOS管M₂₁、M₂₂的栅极、漏极相连并接偏置电路部分中的PMOS管M_d2，NMOS管M₂₇、M₂₈源极相连并接偏置电路部分中的NMOS管M_d4，NMOS管M₂₉、M₃₀源极相连并接偏置电路部分中的NMOS管M_d5；偏置电路部分中，PMOS管M_d1与PMOS管M_d2连接电源，提供乘法因子

NMOS管M_d3、M_d4与M_d5接地；

输入四象限电流模式乘法器(3、4)的两对差分输入信号V_in1+、V_in1-与V_in2+、V_in2-经过全差分跨导放大电路，分别转换成电流信号I_in1+、I_in1-与I_in2+、I_in2-，电流信号I_in1+、I_in1-与I_in2+、I_in2-经过跨导线性环后，输出I_out+与I_out-的差值就是两对差分输入信号的乘积信号

3.根据权利要求1所述的一种基于非线性能量运算的脑电峰电位检测电路，其特征在于，所述的全差分微分放大器(1、2)，其包括双端输出的对称差分放大电路、电容C和源极跟随器；双端输出的对称差分放大电路主要包括两个输入PMOS管M₁、M₂、由PMOS管M_b1-M_b6组成的共源共栅电流源、由PMOS管M_c1-M_c6组成的共模反馈部分以及由NMOS管M₃、M₄，M₆、M₇组成的镜像电路；所述的源极跟随器由NMOS管M₁₀、M₁₁和M₁₃、M₁₄组成；

输入PMOS管M₁、M₂的栅极用于输入原输入脑电信号，其源极分别连接共源共栅电流源M_b2、M_b4的漏极，输入PMOS管M₁、M₂的源极之间还串联有电容C；共源共栅电流源M_b1-M_b6为电路提供偏置电流，共源共栅电流源M_b1的源极接共模反馈部分中M_c5与M_c6的漏极，共源共栅电流源M_b3的源极接共模反馈部分中M_c3与M_c4的漏极，共源共栅电流源M_b5的源极接共模反馈部分中M_c1与M_c2的漏极；共模反馈部分M_c1-M_c6的栅极均接直流电源，都工作在深线性区，M_c1、M_c2提供参考电压，M_c3-M_c6检测输出共模电平相对于参考电压的变化，通过负反馈控制共源共栅电流源的偏置电流使得共源共栅电流源输出共模电平向参考电平靠拢；输入PMOS管M₁、M₂的漏极分别接镜像电路中M₃、M₆的漏极，镜像电路中M₄、M₇的漏极分别接作为等效电阻的PMOS管M₅、M₈的漏极，PMOS管M₅、M₈的漏极还分别接在NMOS管M₉、M₁₂的栅极；NMOS管M₉、M₁₂的栅极分别接由NMOS管M₁₀和M₁₁组成的源极跟随器以及NMOS管M₁₃和M₁₄组成的源极跟随器，NMOS管M₉、M₁₂的源极输出信号；

所述的共模反馈部分的MOS管M_c3、M_c4、M_c6和M_c6，共源共栅电流源中的MOS管M_b1-M_b6，以及PMOS管M₁、M₂工作亚阈值区。

4.根据权利要求1所述的一种基于非线性能量运算的脑电峰电位检测电路，其特征在于，所述的电流信号减法器(5)包括五对镜像管：PMOS管M₃₁与M₃₂、NMOS管M₃₃与M₃₄、PMOS管M₃₅与M₃₆、NMOSM₃₇与M₃₈、PMOS管M₃₉与M₄₀，其中，PMOS管M₃₁、M₄₀的漏极分别接输入信号I_in1、I_in2；PMOS管M₃₂、M₃₉的漏极分别接NMOS管M₃₃、M₃₈的漏极；NMOS管M₃₄、M₃₇的漏极分别接PMOS管M₃₅、M₃₆的漏极，在NMOS管M₃₇的漏极连接PMOS管M₃₆的漏极的线路上下拉一负载电阻R_L接地，PMOS管M₃₆的漏极输出信号V_out，V_out＝(I_in1-I_in2)＊R_L，I_in1、I_in2分别为两个四象限电流模式乘法器(3、4)的输出信号。

5.一种基于非线性能量运算的脑电峰电位检测电路的构造方法，其特征在于，该方法具体包括：

第一步，设置两个全差分微分放大器(1、2)，原输入脑电信号通过第一个全差分微分放大器(1)得到其一阶时域微分信号，一阶时域微分信号再通过第二个全差分微分放大器(2)得到原输入脑电信号的二阶时域微分信号；

第二步，设置两个四象限电流模式模拟乘法器(3、4)，将两路原输入脑电信号的一阶时域微分信号输入一个四象限电流模式模拟乘法器(3)得到其平方信号，将一路原输入脑电信号与一路二阶时域微分信号输入一个四象限电流模式模拟乘法器(4)得到其乘积信号；所述的四象限电流模式模拟乘法器(3、4)中采用CMOS管构造跨导线性环；

第三步，设置一个电流信号减法器(5)，将通过两个四象限电流模式模拟乘法器(3、4)得到的一阶时域微分信号的平方信号与原输入脑电信号与其二阶时域微分信号的乘积信号输入给所述的电流信号减法器(5)，电流信号减法器(5)通过对两路输入信号计算差值得到脑电信号的峰电位并输出。

6.根据权利要求5所述的一种基于非线性能量运算的脑电峰电位检测电路的构造方法，其特征在于，第一步中所述的全差分微分放大器(1、2)，其电路中的两个输入PMOS管、共源共栅电流源部分的MOS管以及共模反馈部分中连接输出的MOS管均工作在亚阈值区。

7.根据权利要求5所述的一种基于非线性能量运算的脑电峰电位检测电路的构造方法，其特征在于，第二步中所述的四象限电流模式模拟乘法器(3、4)，输入其内的两对差分输入信号经由全差分跨导放大器转化成电流信号，转换的电流信号经过跨导线性环输出两对差分输入信号的乘积信号，跨导线性环中的MOS管均工作在亚阈值区。