CN102111180A

CN102111180A - 信号与干扰噪声功率比估算方法和装置

Info

Publication number: CN102111180A
Application number: CN200910189353XA
Authority: CN
Inventors: 谭欢喜; 薛妍; 王衍文; 李岩
Original assignee: ZTE Corp
Current assignee: ZTE Corp
Priority date: 2009-12-24
Filing date: 2009-12-24
Publication date: 2011-06-29

Abstract

本发明揭示了一种信号与干扰噪声功率比估算方法，包括：检测UE发送的同步序列得到功率检测序列；对比功率检测序列中功率点与预设的第一判决门限，将小于第一判决门限的功率点作为干扰噪声功率点；大于第一判决门限的功率点作为UE的信号功率；根据干扰噪声功率点计算得到干扰噪声平均功率；根据UE的信号功率计算得到信号平均功率；根据干扰噪声平均功率和信号平均功率计算得到信号与干扰噪声功率比。本发明采用扩频或扩时功能的上行同步序列进行信号和干扰噪声功率比估计，检测序列中有扩频或扩时增益，淹没在噪声中的信号因扩频增益而容易获取，且上行同步接入序列本身足够长，满足白噪声序列均值为零的特性，对噪声功率的估计更加准确。

Description

信号与干扰噪声功率比估算方法和装置

技术领域

本发明涉及到通信技术领域，特别涉及到一种信号与干扰噪声功率比估算方法和装置。

背景技术

随着通信技术的不断发展，着眼于未来的通信技术不断的出现，但是随着这些技术的应用各种需要完善的技术问题也不断的显现。在以正交频分多路复用技术(OFDM，Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing)为核心技术的第三代移动通讯系统(例如LTE：Long TimeEvolution长期演进系统)和第四代移动通信系统(例如LTE A：LongTime Evolution Advanced)中，为了使基站(NodeB)获取较高的调度增益，需要用户终端(UE：User Equipment)尽可能的反馈其所在带宽上的信道质量信息，例如接收信号强度指示(RSSI：Received SignalStrength Indicator)或信号和干扰噪声功率比(SINR：Signal Interferenceand Noise Ratio)，NodeB根据这些反馈信息，选择对应的调制编码等级：如果信道质量较好，则选择高阶调制、高码率进行信息传输，反之，则采用低阶调制、低码率传输信息，这样既保证了较高的信息传输速率，又保证了信息传输的鲁棒性。在现有的第三代或第四代移动通信系统中，UE通过NodeB分配的公有导频序列或私有导频序列或专用的Sounding序列实现信道质量信息的获取。

在具体实施过程中，本发明的发明人发现，估计信号与干扰噪声功率比，采用导频估计信号和干扰噪声功率比，需要根据接收导频获取信号功率信息和噪声功率信息。如果信号淹没于噪声之中或导频序列不够长，则信号和噪声功率的估计的误差会很大；采用专用的Sounding序列估计信号和干扰噪声功率比(特别是当多个UE共享同一个Sounding频带资源时，)也会遇到同样的问题。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种更加准确获取信号与干扰噪声功率比的估算方法和装置。

本发明提出一种信号与干扰噪声功率比估算方法，包括：

检测UE发送的同步序列得到功率检测序列；

对比所述功率检测序列中功率点与预设的第一判决门限，将小于所述第一判决门限的功率点作为干扰噪声功率点；将大于所述第一判决门限的功率点作为所述UE的信号功率；

根据所述干扰噪声功率点计算得到干扰噪声平均功率；根据所述UE的信号功率计算得到信号平均功率；

根据所述干扰噪声平均功率和所述信号平均功率计算得到信号与干扰噪声功率比。

进一步，所述根据干扰噪声功率点计算得到干扰噪声平均功率包括：

利用公式

N = \frac{1}{M^{'}} Σ_{m = 0}^{M^{'}} R (m)

计算得到所述干扰噪声平均功率N；所述R(m)为功率检测序列，所述M为所述功率检测序列的长度，所述M′为噪声干扰功率点的点数。

进一步，所述将大于所述第一判决门限的功率点作为所述UE的信号功率后包括：

比较每个检测窗中功率检测序列的功率点与第二判决门限，将大于所述第二判决门限的功率点作为UE的扩频或扩时后的信号功率。

进一步，所述根据UE的信号功率计算得到信号平均功率包括：利用公式

P = \frac{P_{a}}{C}

计算得到所述信号平均功率P；所述Pa为所述UE的扩频或扩时后的信号功率，所述C为扩频或扩时因子。

进一步，所述根据干扰噪声平均功率和信号平均功率计算得到信号与干扰噪声功率比包括：

利用公式

SINR = \frac{P}{N}

计算得到所述信号与干扰噪声功率比SINR。

本发明还提供一种信号与干扰噪声功率比估算装置，包括：

检测模块，用于检测UE发送的同步序列得到功率检测序列；

对比模块，用于对比所述功率检测序列中功率点与预设的第一判决门限，将小于所述第一判决门限的功率点作为干扰噪声功率点；对比所述功率检测序列中功率点与预设的第一判决门限，将大于所述第一判决门限的功率点作为所述UE的信号功率；

计算模块，用于根据所述干扰噪声功率点计算得到干扰噪声平均功率；根据所述UE的信号功率计算得到信号平均功率；根据所述干扰噪声平均功率和所述信号平均功率计算得到信号与干扰噪声功率比。

进一步，所述计算模块用于采用公式

N = \frac{1}{M^{'}} Σ_{m = 0}^{M^{'}} R (m)

进一步，所述对比模块还用于比较每个检测窗中功率检测序列的功率点与第二判决门限，将大于所述第二判决门限的功率点作为UE的扩频或扩时后的信号功率。

进一步，所述计算模块用于利用公式

P = \frac{P_{a}}{C}

进一步，所述计算模块利用公式

SINR = \frac{P}{N}

计算得到所述信号与干扰噪声功率比SINR。

本发明通过采用具有扩频或扩时功能的上行同步序列进行信号和干扰噪声功率比的估计，由于检测序列中有扩频或扩时增益，因此淹没在噪声中的信号因扩频增益而容易获取，且上行同步接入序列本身足够长，满足白噪声序列均值为零的特性，对噪声功率的估计更加准确。

附图说明

图1为本发明一种信号与干扰噪声功率比估算方法的一实施例的流程图；

图2为本发明一种信号与干扰噪声功率比估算方法的一实施例的具体计算示意图；

图3为本发明一种信号与干扰噪声功率比估算装置的一实施例的结构示意图。

本发明目的的实现、功能特点及优点将结合实施例，参照附图做进一步说明。

具体实施方式

应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

参照图1，为本发明一种信号与干扰噪声功率比估算方法的一实施例的流程图；

在LTE系统中，上行同步信道也称之物理随机接入信道(PRACH：Physical Random Access Channel)，其承载的同步信道相应的称之为PRACH信号。UE在基于竞争的PRACH接入资源上或基于非竞争的PRACH接入资源上发送PRACH信号，NodeB在对应的PRACH接入资源上检测PRACH信号。本实施例中各步骤均有NodeB完成。

在本实施例中预设两个判决门限，即第一判决门限T1和第二判决门限T2；在功率检测序列中，功率点小于所述第一判决门限T1的判定为干扰噪声功率点；在大于所述第一判决门限T1的功率点中，寻找查找大于所述第二判决门限T2的功率点，作为扩频或扩时后的信号功率Pa。所述第一判决门限T1指的是信号与噪声的判决门限；所述第二判决门限T2指的是功率判决门限。

步骤S101、NodeB检测UE发送的同步序列得到功率检测序列；

UE在基于竞争的同步接入时频资源或基于非竞争的同步接入时频资源上发送同步序列，NodeB在对应的同步接入时频资源上检测同步序列；

同步序列检测采用相关算法，NodeB根据同步根序列(或同步序列)集合与接收到的同步序列一一做相关运算，其中所述同步根序列为所述NodeB所在小区的所有同步序列由若干个根序列的循环移位序列构成。如果是根序列与接收到的同步序列相关，则同一个检测序列上可能检测出多个UE的真实同步检测峰值和同步信息；如果是同步序列与接收到的同步序列相关，则每个检测序列上最多检测出1个UE的真实同步检测峰值和同步信息；对相关后的接收到的同步序列作模值平方计算，得到功率检测序列。

步骤S102、对比所述功率检测序列中功率点与预设的第一判决门限T1，将小于所述第一判决门限T1的功率点作为干扰噪声功率点；

根据第一判决门限T1，从整个功率检测序列里面剔除可能的UE同步序列功率点，剩下的就是噪声干扰功率点。

步骤S103、根据所述干扰噪声功率点计算得到干扰噪声平均功率；

假设功率检测序列为R(m)，长度为M，噪声干扰功率点的点数为M′，则平均噪声干扰功率的计算为

N = \frac{1}{M^{'}} Σ_{m = 0}^{M^{'}} R (m) .

步骤S104、根据所述UE的信号功率计算得到信号平均功率；

进一步的，还可以根据所述NodeB配置的检测窗长度，对每一个检测窗内的同步序列样点与第二判决门限T2进行比较，如果在所述检测窗内找到大于第二判决门限T2的功率点，则该功率点为某个UE的扩频或扩时后的信号功率Pa；如果在该检测窗内没有找到大于第二判决门限T2的功率点，则说明该检测窗内没有检测到同步序列。假设扩频或扩时因子为C，则UE的实际信号的平均功率为

P = \frac{P_{a}}{C} .

步骤S105、根据所述干扰噪声平均功率和所述信号平均功率计算得到信号与干扰噪声功率比。

对同一个功率检测序列而言，其平均噪声功率N是统一的，而不同检测窗内检测到的同步序列的平均功率P可能是不一样的，这也正反映了不同UE有着不同的信号和干扰噪声功率比。根据得到的UE信号平均功率P和干扰噪声平均功率N，计算出该UE的信号和干扰噪声功率比SINR，

SINR = \frac{P}{N} .

以下根据图2做进一步具体的举例说明：

在LTE系统中，上行同步信道也称之物理随机接入信道(PRACH：Physical Random Access Channel)，其承载的同步信道相应的称之为PRACH信号。UE在基于竞争的PRACH接入资源上或基于非竞争的PRACH接入资源上发送PRACH信号，NodeB在对应的PRACH接入资源上检测PRACH信号。

假设所述PRACH信号格式采用PRACH format 0(LTE的PRACH格式有format 0/1/2/3/4)，PRACH的同步根序列索引u＝3，检测窗的原始长度为Ncs＝13，采用加性高斯白噪声信道，系统设置SINR＝-10db，同一个PRACH接入资源同时接入2个UE，2个UE的PRACH信号来自于同一个根序列的不同循环移位序列，Threshold是信号和噪声的判决门限，即第一判决门限T1。Threshold以上的认为是信号功率，Threshold以下的认为是干扰噪声功率。

图2中的曲线即为峰值检测序列，其中的每一个样点表示了该样点的功率，因此，去掉可能的峰值点，其余的样点求均值，就得到干扰噪声功率；LTE的PRACH信号采用839倍的扩时处理，因此检测窗内检测到的峰值大小表示的是839点PRACH信号功率的累加，除以扩时增益因子C＝839，得出PRACH信号的平均功率。

具体计算方法和计算结果为

根据第一判决门限T1(Threshold)剔除2个可能信号功率点，得到平局干扰噪声功率N＝0.0236；

根据第二判决门限T2在2个检测窗内各检测出1个信号功率点，表示此时有2个UE在进行上行同步接入，记录这2个信号功率值并计算其对应UE的PRACH信号的平均功率分别为

P_{1} = \frac{P_{a 1}}{C} = \frac{1.844}{839} = 0.002

P_{2} = \frac{P_{a 2}}{C} = \frac{2.042}{839} = 0.0024

P₁、P₂、N均为线性功率值，计算每个UE的SINR并转换为db单位，有

{SINR}_{ue 1} = {10 \log}_{10} (\frac{P_{1}}{N}) = - 10.7 db

{SINR}_{ue 2} = {10 \log}_{10} (\frac{P_{2}}{N}) = - 9.92 db

实际平台设置的SINR为-10db。可以看出，根据同步信号估计的SINR和系统配置的SINR非常接近，误差很小。本发明不局限于LTE系统，也不局限于LTE系统中的不同PRACH格式。

根据同步序列估计得到的SINR，可以作为后续信息资源调度的重要依据。其有益效果表现为以下几个方面：

适合于同步检测信号的分配带宽和数据业务的分配带宽一致或者近似的系统，比如LTE系统中的小带宽配置(1.4MHz/3MHz/5MHz)，此时根据同步序列估计的SINR可以认为是整个系统带宽的信道质量估计；

适合于大带宽配置下的郊区环境，这种环境配置下的信道较为平坦，信道变化慢，根据同步序列得到部分带宽的SINR依然可以表征整个系统带宽的信道质量；

此外，同步序列估计得到的SINR为同步序列检测之后NodeB和UE之间的交互信息的调度提供调度依据，这些交互信息需要的带宽一般较少，如果同步序列所占带宽的信道质量较好，则可以将其调度在相同带宽，不同时隙的系统资源上。比如LTE系统中msg3消息的调度。

本发明实施例通过采用具有扩频或扩时功能的上行同步序列进行信号和干扰噪声功率比的估计，由于检测序列中有扩频或扩时增益，因此淹没在噪声中的信号因扩频增益而容易获取，且上行同步接入序列本身足够长，满足白噪声序列均值为零的特性，对噪声功率的估计更加准确。

请参阅图3为为本发明一种信号与干扰噪声功率比估算装置的一实施例的结构示意图。

本发明实施例是采用上述实施例提供的方法的装置。

所述信号与干扰噪声功率比估算装置，包括：

检测模块31，用于检测UE发送的同步序列得到功率检测序列；

具体的，所述检测模块31采用相关算法，根据同步根序列(或同步序列)集合与接收到的同步序列一一做相关运算，其中所述同步根序列为所述NodeB所在小区的所有同步序列由若干个根序列的循环移位序列构成。如果是根序列与接收到的同步序列相关，则同一个检测序列上可能检测出多个UE的真实同步检测峰值和同步信息；如果是同步序列与接收到的同步序列相关，则每个检测序列上最多检测出1个UE的真实同步检测峰值和同步信息；对相关后的接收到的同步序列作模值平方计算，得到功率检测序列。

对比模块32，用于对比所述功率检测序列中功率点与预设的第一判决门限T1，将小于所述第一判决门限T1的功率点作为干扰噪声功率点；对比所述功率检测序列中功率点与预设的第一判决门限T1，将大于所述第一判决门限T1的功率点作为所述UE的信号功率；

计算模块33，用于根据所述干扰噪声功率点计算得到干扰噪声平均功率；根据所述UE的信号功率计算得到信号平均功率；根据所述干扰噪声平均功率和所述信号平均功率计算得到信号与干扰噪声功率比。

进一步，所述计算模块33用于采用公式

N = \frac{1}{M^{'}} Σ_{m = 0}^{M^{'}} R (m)

进一步，所述对比模块32还用于比较每个检测窗中功率检测序列的功率点与第二判决门限T2，将大于所述第二判决门限T2的功率点作为UE的扩频或扩时后的信号功率。

进一步，所述计算模块33用于利用公式

P = \frac{P_{a}}{C}

进一步，所述计算模块33利用公式

SINR = \frac{P}{N}

计算得到所述信号与干扰噪声功率比SINR。对同一个功率检测序列而言，其平均噪声功率N是统一的，而不同检测窗内检测到的同步序列的平均功率P可能是不一样的，这也正反映了不同UE有着不同的信号和干扰噪声功率比。根据得到的UE信号平均功率P和干扰噪声平均功率N，计算出该UE的信号和干扰噪声功率比SINR，

SINR = \frac{P}{N} .

以上所述仅为本发明的优选实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。

Claims

1.一种信号与干扰噪声功率比估算方法，其特征在于，包括：

检测UE发送的同步序列得到功率检测序列；

对比所述功率检测序列中功率点与预设的第一判决门限，将小于所述第一判决门限的功率点作为干扰噪声功率点；大于所述第一判决门限的功率点作为所述UE的信号功率；

2.根据权利要求1所述的信号与干扰噪声功率比估算方法，其特征在于，所述根据干扰噪声功率点计算得到干扰噪声平均功率包括：

利用公式

N = \frac{1}{M^{'}} Σ_{m = 0}^{M^{'}} R (m)

3.根据权利要求1所述的信号与干扰噪声功率比估算方法，其特征在于，所述将大于所述第一判决门限的功率点作为所述UE的信号功率后包括：

4.根据权利要求3所述的信号与干扰噪声功率比估算方法，其特征在于，所述根据UE的信号功率计算得到信号平均功率包括：

利用公式

P = \frac{P_{a}}{C}

5.根据权利要求2或4所述的信号与干扰噪声功率比估算方法，其特征在于，所述根据干扰噪声平均功率和信号平均功率计算得到信号与干扰噪声功率比包括：

利用公式

SINR = \frac{P}{N}

计算得到所述信号与干扰噪声功率比SINR。

6.一种信号与干扰噪声功率比估算装置，其特征在于，包括：

检测模块，用于检测UE发送的同步序列得到功率检测序列；

7.根据权利要求6所述的信号与干扰噪声功率比估算装置，其特征在于，所述计算模块用于采用公式

N = \frac{1}{M^{'}} Σ_{m = 0}^{M^{'}} R (m)

8.根据权利要求6所述的信号与干扰噪声功率比估算装置，其特征在于，所述对比模块还用于比较每个检测窗中功率检测序列的功率点与第二判决门限，将大于所述第二判决门限的功率点作为UE的扩频或扩时后的信号功率。

9.根据权利要求8所述的信号与干扰噪声功率比估算装置，其特征在于，所述计算模块用于利用公式

P = \frac{P_{a}}{C}

10.根据权利要求7或9所述的信号与干扰噪声功率比估算装置，其特征在于，所述计算模块利用公式

SINR = \frac{P}{N}

计算得到所述信号与干扰噪声功率比SINR。