CN101800616B - 数据中继装置、通信装置和方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及数据中继装置、通信装置和方法。该数据中继装置包括：第一解调单元，用于对来自第一发射源的第一调制方式的调制信号进行解调；第二解调单元，用于对来自第二发射源的、调制方式是比第一调制方式阶数高的调制信号进行解调；合并控制单元，根据来自第一发射源的调制信号的调制方式和来自第二发射源的调制信号的调制方式提供进行信号合并应采取的映射规则，映射规则是如何将经解调的来自第一发射源的调制信号和经解调的来自第二发射源的调制信号一起映射到第二调制方式的符号的星座图上的规则；数据合并单元，根据合并控制单元所提供的映射规则，对经解调的来自第一发射源的调制信号和经解调的来自第二发射源的调制信号进行数据合并。

Description

数据中继装置、通信装置和方法

技术领域

本发明涉及通信系统的中继技术，更具体地说，涉及通信系统中调制符号的合并和分离技术。

背景技术

在通信系统中，由于传输信道的频带资源总是有限的，因此提高传输效率是通信系统所追求的最重要的指标之一。为了保证通信系统的抗干扰性和频谱利用率，信道编码和符号调制技术在通信系统中得到了广泛的应用。

正交幅度(QAM)调制是通信系统中常用的调制方式。QAM是幅度和相位联合调制的技术，它同时利用了载波的幅度和相位来传递信息比特，因此在星座点间最小距离相同的条件下可实现更高的频带利用率。类似于其他数字调制方式，QAM调制符号集可以用星座图方便地表示，星座图上每一个星座点对应符号集中的一点。

另一方面，例如对于中继系统，移动的或固定的中继站(Relay Station，RS)与网络中固定的基站或者固定的RS建立中继链路。移动终端(也称移动台或移动台)利用其归属的移动的或固定的中继站的中继链路实现与基站的通信。由于RS可以在网络设备间通信交流多个移动终端的信息，在终端与基站之间收集和分发通信数据，所以可实现网络设备间通信链路效率的最大化，能提供更好的通信质量。

中继站对信号的处理方式主要有2种。最简单的一种是“放大转发(Amplify and Forward，AF)”模式，中继站仅仅把接收到的信号按一定的系数进行放大。另一种称为“解码转发(Decoder and Forward，DF)”，中继站把信号解调并解码为原始信息，然后再重新编码调制发送。这种模式在信道条件好的时候能够增强信号质量，但是如果中继站解码出现错误，那么转发的信号将会出现差错扩散，而且移动台也无法恢复。其他还有“估计转发”等。

在另一种称为协作分集(cooperative diversity)的技术中，数据的接收和转发是通过移动终端进行中继和增强的。对信号的处理也有上述AF和DF两种方式。

以上所述对数据进行接收转发的机制中，数据的接收和转发操作可以独立进行，也可以混合进行。比较典型的三种转发模式分别由图1-3所示。

图1示出了传统的双向中继过程。如图1所示，基站和移动台分别在不同的时间(频率)向中继站发数据，然后中继站再在不同的时间(频率)分别向基站和移动台转发，共需要4个时间段。具体地，在图1的示例中，在第一时隙，基站向中继站发送要传送给移动台的数据，并且中继站进行接收。在第二时隙，移动台向中继站发送要传送给基站的数据，并由中继站接收。在第三时隙，中继站将第一时隙接收的来自基站的数据转发给移动台，并且在第四时隙，中继站将第二时隙接收的来自移动台的数据转发给基站。

图2为分离接收合并发射的方式。如图2所示，基站和移动台分别在不同的时间(频率)向中继站发数据，中继站对两路数据接收之后再合并成为一路数据，同时(或以相同的频率)转发给基站和移动台。基站和移动台接收到中继站的转发数据之后进行数据解码或者恢复。共需要3个时间段。具体地，在图2的示例中，在第一时隙，基站向中继站发送要传送给移动台的数据，并且中继站进行接收。在第二时隙，移动台向中继站发送要传送给基站的数据，并由中继站接收。在第三时隙，中继站将第一时隙接收的来自基站的数据和第二时隙接收的来自移动台的数据进行合并后，同时(或以相同的频率)转发给基站和移动台。

图3是双向混合转发模式，基站和移动台在相同的时间(频率)向中继站发数据，中继站接收并处理之后同时(或以相同的频率)将中继数据转发给双方，需要2个时间段。具体地，在图3的示例中，在第一时隙，基站向中继站发送要传送给移动台的数据，并且与此同时，移动台向中继站发送要传送给基站的数据。中继站对来自基站的数据和移动台的数据同时进行接收。在第二时隙，中继站将第一时隙接收的来自基站的数据和来自移动台的数据进行合并后，同时(或以相同的频率)转发给基站和移动台。

从图1至图3可以看出，双向混合转发模式占用了最小的信道资源(时间段)，频谱利用率较高，但其数据处理比较复杂。

以前的解码转发(DF)模式，中继站的混合处理是将来自基站和移动台的解码后数据进行比特异或(XOR)操作，组成合并信号，再编码发出。这要求移动台到中继站和基站到中继站两个链路的编码调制方式相同。在两个链路信噪比差别较小的时候，该方案是比较合适的。但由于移动信道的时变性，当两个链路的信噪比差别较大时，这种方法会损失一定的吞吐量。

图4示出了现有技术的一种进行解码转发(DF)的中继系统的示意性方框图。如图4所示，进行解码转发(DF)的中继系统主要包括基站发射机100-1、移动台发射机101-1、基站-中继站的信道102、移动台-中继站的信道103、中继站104、基站接收机100-2和移动台接收机101-2。基站发射机100-1、移动台发射机101-1发送的数据经过信道101和信道102到达中继站104，中途会混入噪声。如图4所示，来自基站的混有噪声的数据由A表示，而来自移动台的混有噪声的数据由B表示。中继站104对来自基站的信号A和来自移动台的信号B进行接收后，将所接收的信号合并成中继站的发射信号(C)，然后分别转发给基站和移动台。基站和移动台对中继站的合并信号分别检测接收。

图5是示出了中继站104处的数据处理的示意性方框图。如图5所示，首先对来自基站和移动台的信号分别进行接收(例如包括解调和解码)。在本文中，对中继站的接收模式不做限定。可以是独立接收(在不同的时间/频率分别接收基站和移动台的信息，如图2所示的方式)，也可以是在相同的时间/以相同的频率接收(如图3所示的方式)。

中继站接收数据之后再进行合并操作。一种典型的数据合并方式是比特异或，例如中继站接收的两路数据序列分别为{a₀，a₁，a₂，a₃，...}和{b₀，b₁，b₂，b₃，...}，则图5中的合并装置1040的操作为

$c_i=a_i\⊕b_i,i=\mathrm{0,1,2},...---\left(1\right)$

其中

为异或操作符号。合并后的比特再编码调制并发出。

在基站和移动台的接收端，因为中继站转发的合并信号中有一路是本地原始数据(即本地发出的信号，例如对于基站来说，是不带噪声的信号A，对于移动台来说，是不带噪声的信号B)，所以通过对接收的数据和本地原始数据(以后也称本地参考信号)进行异或操作，即可恢复出另一路信号(即期望接收的信号)，从而实现数据转发。图6示出了基站和移动台的检测接收过程，和图1所示的一般的接收机系统相比，在解码单元之后增加了本地分离装置201。对于图5的异或合并操作，对应的分离操作为

${\hat{a}}_i={\hat{c}}_i\⊕b_i,i=\mathrm{0,1,2},...---\left(2\right)$

其中

为接收的合并信息的比特，

为分离后的期望所接收的信息的比特(也称期望信息比特)，b_i为本地信息比特(参考信息比特)，b_i由本地信号存储单元202模块提供。

传统的异或操作要求两个比特系列长度相等，这就要求其调制和编码方式相同。但当两个链路的信噪比差异较大时，只能根据信噪比较差的链路来确定调制和编码方式，这样会降低系统的吞吐量。

以下列出了本发明的参考文献，通过引用将它们并入于此，如同在本说明书中作了详尽描述。

1、[专利文献1]：Xue Feng，et al.，Combining packets in physical layerfor two-way relaying(US 080219251 A1)

2、[专利文献2]：Liu；Zhixin，et al.，Compress-forward Coding withN-PSK Modulation for the Half-duplex Gaussian Relay Channel(US070217541 A1)

3、[非专利文献1]：P.Larsson，N.Johansson，K.E.Sunell，“Codedbi-directional relaying”，the 5th Scandinavian WS on Wireless Ad-HocNetworks(AdHoc’05)，Stockholm，Sweden，May 2005.

4、[非专利文献2]：Petar Popovski，etal.，“Wireless Network Coding byAmplify-and-Forward for Bi-Directional Traffic Flows，”IEEECommunication Letters，Vol.11，NO.1，January 2007.

5、[非专利文献3]：Sachin Katti，etal.，“XORs in The Air：PracticalWireless Network Coding，”SIGCOMM’06，September 11-15，2006，Pisa，Italy.

发明内容

本发明针对现有技术的以上问题作出，用于克服现有技术一个或更多问题，至少提供一种有益的选择。

为了实现以上目的，本申请提供了以下方面的发明。

第一方面，提供了一种数据中继装置，所述数据中继装置包括：

第一解调单元，用于对来自第一发射源的调制信号进行解调，所述来自第一发射源的调制信号的调制方式是第一调制方式；

第二解调单元，用于对来自第二发射源的调制信号进行解调，其中所述来自第二发射源的调制信号的调制方式是比所述第一调制方式调制阶数高的第二调制方式；

合并控制单元，根据所述来自第一发射源的调制信号的调制方式和所述来自第二发射源的调制信号的调制方式提供进行信号合并应采取的映射规则，所述映射规则是如何将经解调的所述来自第一发射源的调制信号和经解调的所述来自第二发射源的调制信号一起映射到所述第二调制方式的符号的星座图上的规则；

数据合并单元，根据所述合并控制单元所提供的映射规则，对经解调的所述来自第一发射源的调制信号和经解调的所述来自第二发射源的调制信号进行数据合并。

第二方面，根据第一方面所述的数据中继装置，其特征在于，所述映射规则是用公式表达的映射规则，或用表格表达的映射规则。

第三方面、根据第一方面所述的数据中继装置，其特征在于，所述映射规则是将所述第一调制方式的一个数据符号的全部比特和所述第二调制方式的一个数据符号的部分比特或全部比特进行比特异或操作，得到所述第二调制方式的一个数据符号的规则。

第四方面、根据第一方面所述的数据中继装置，其特征在于，所述来自第一发射源的调制信号和所述来自第二发射源的调制信号是经编码的信号，所述数据中继装置还包括：

第一解码单元，用于对经解调的所述来自第一发射源的调制信号进行解码；

第一编码单元，用于对经所述第一解码单元解码后的信号进行编码；

第二解码单元，用于对经解调的所述来自第二发射源的调制信号进行解码；

第二编码单元，用于对经所述第二解码单元解码后的信号进行编码；

所述数据合并单元对来自所述第一编码单元的数据和来自所述第二编码单元的数据进行合并。

第五方面、一种通信装置，所述通信装置包括：

发送单元，发送第一调制方式的调制信号或第二调制方式的调制信号，所述第二调制方式的调制阶数高于所述第一调制方式的调制阶数；

解调分离单元，所述解调分离单元用于接收由第一调制方式的第一调制数据和第二调制方式的第二调制数据合并成的第二调制方式的合并数据，从所述合并数据中解调分离出期望接收的信号；以及

分离控制单元，其根据所述第一调制方式、第二调制方式以及所述发送单元发送的调制信号的调制方式是第一调制方式还是第二调制方式，提供进行信号逆映射规则，即将所述合并数据中的符号的星座图中的星座点映射成期望接收的调制方式的比特的规则，

所述解调分离单元根据所述分离控制单元所确定的逆映射规则，从所述合并数据中分离出期望接收的数据。

第六方面、根据第五方面所述的通信装置，其特征在于，所述逆映射规则是可以用公式表达的逆映射规则和用表格表达的逆映射规则。

第七方面、根据第五方面所述的通信装置，其特征在于，所述解调分离单元包括：

检测单元，对接收的信号进行符号检测；

符号分离单元，根据所述逆映射规则从所述合并数据中分离出期望接收的数据的符号的星座点；

判决单元，对所述符号分离单元所分离出的符号的星座点的比特值进行判决，从而获得期望接收的数据。

第八方面、根据第五方面所述的通信装置，其特征在于，所述通信装置还包括判断单元，所述判断单元用于判断所接收的合并信号的调制方式是否低于所述发送单元所发送的调制信号的调制方式；

所述解调分离单元包括检测单元、判决单元和符号分离单元，所述检测单元对接收的信号进行符号检测；

当所述判断单元判断出所接收的合并信号的调制方式高于所述发送单元所发送的调制信号的调制方式时，所述判决单元对所述检测单元检测出的符号的星座点的比特值进行判决；符号分离单元根据所述逆映射规则和所述判决单元判决出的比特值，从所述合并数据中分离出期望接收的数据，

当所述判断单元判断出所接收的合并信号的调制方式不高于所述发送单元所发送的调制信号的调制方式时，符号分离单元根据所述逆映射规则从所述合并数据中分离出期望接收的数据的符号的星座点，所述判决单元对所述符号分离单元所分离出的符号的星座点的比特值进行判决，从而获得期望接收的数据。

第九方面、根据第五方面所述的通信装置，其特征在于，所述逆映射规则是根据最小欧氏距离最大准则确定的，或根据最小欧氏距离最大准则以及最小欧氏距离的符号对的个数最少准则确定的。

第十方面、一种通信方法，所述通信方法包括以下步骤：

发送步骤，发送第一调制方式的调制信号或第二调制方式的调制信号，所述第二调制方式的调制阶数高于所述第一调制方式的调制阶数；

接收步骤，接收由第一调制方式的第一调制数据和第二调制方式的第二调制数据合并成的第二调制方式的合并数据，

分离控制步骤，其根据所述第一调制方式、第二调制方式以及所述发送步骤发送的调制信号的调制方式是第一调制方式还是第二调制方式，提供进行信号逆映射规则，即将所述合并数据中的符号的星座图中的星座点映射成期望接收的调制方式的比特的规则；

解调分离步骤，所述解调分离步骤根据所述分离控制步骤所确定的逆映射规则，从所述合并数据中分离出期望接收的数据。

第十一方面，提供了一种数据中继方法，所述数据中继方法包括：

第一解调步骤，用于对来自第一发射源的调制信号进行解调，所述来自第一发射源的调制信号的调制方式是第一调制方式；

第二解调步骤，用于对来自第二发射源的调制信号进行解调，其中所述来自第二发射源的调制信号的调制方式是比所述第一调制方式调制阶数高的第二调制方式；

合并控制步骤，根据所述来自第一发射源的调制信号的调制方式和所述来自第二发射源的调制信号的调制方式提供进行信号合并应采取的映射规则，所述映射规则是如何将经解调的所述来自第一发射源的调制信号和经解调的所述来自第二发射源的调制信号一起映射到所述第二调制方式的符号的星座图上的规则；

数据合并步骤，根据所述合并控制步骤所提供的映射规则，对经解调的所述来自第一发射源的调制信号和经解调的所述来自第二发射源的调制信号进行数据合并。

第十二方面，根据第十一方面所述的数据中继装置，其特征在于，所述映射规则是用公式表达的映射规则，或用表格表达的映射规则。

第十三方面，根据第十一方面所述的数据中继装置，其特征在于，所述第一调制方式是QPSK调制，所述第二调制方式是16QAM，所述映射规则是 $\{c_0,c_1,c_2,c_3\}=\{a_0\⊕b_0,a_1\⊕b_1,a_0\⊕b_2,a_1\⊕b_3\}.$

本发明还提供了一种计算机可读程序，在被计算机或其它逻辑部件执行时，可以实现以上的和下文中描述的各种方法或这些方法中的某些步骤。所述计算机或逻辑部件例如个人计算机、PDA、手机、智能电话等。

本发明还提供了一种计算机可读介质，其保存有以上的计算机可读程序。所述可读介质例如CD、DVD、flash、磁盘、磁带、硬盘驱动器、ROM等等。

根据本发明的实施方式，可以对来自不同调制方式的两路调制符号进行合并传输和解码分离，使两个链路的数据传输速率能够根据信噪比自适应变化，从而提高系统的吞吐量。本发明的方法和装置可以用于中继转发系统中，或者通信系统中需要对信号进行合并和分离的场合。

附图说明

附图示出了本发明的优选实施例，构成了说明书的一部分，用于与文字说明一起进一步详细地阐释本发明的原理。其中：

图1示出了经典的4个时隙的中继转发系统；

图2示出了3个时隙的分别接收合并转发中继系统；

图3示出了2个时隙的合并收发中继系统；

图4示出了常规技术的解码转发的中继系统的示意性方框图；

图5是示出了常规技术的中继站处的数据处理的示意性方框图；

图6示出了基站和移动台的检测接收过程；

图7是示出了两个QPSK符号进行异或引起的星座图的改变的图；

图8示出了根据本发明的第一实施方式的中继站的示意性功能框图；

图9示出了依据本发明的一种实施方式的数据分离装置的框图；

图10示出了QPSK-16QAM合并时16QAM星座的映射图样；

图11示出了QPSK-16QAM合并时QPSK星座的映射图样；

图12示出了QAM星座图判决的原理示意图；

图13示出了无编码系统在中继站的符号合并；

图14示出了无编码系统的合并数据的接收检测过程；

图15到图17示出了QPSK-16QAM合并的映射图示例；

图18示出了QPSK-16QAM不同合并方式的误包率性能比较；

图19示出了依据本发明的一种实施方式的数据中继方法的流程图；以及

图20示出了依据本发明的一种实施方式的数据分离方法的流程图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式进行详细的说明。

本发明的实施方式考虑中继站与基站之间的链路条件和中继站与移动台之间的链路条件不同的情况。根据本发明，可以根据与中继站相连的各链路的实际情况选择各自的适当的调制和编码方式，即各链路的调制和编码方式可以不同，从而能够提高系统的吞吐量。

在通信系统中，发射机的调制和编码方式(Modulation and CodingScheme，MCS)是根据信道估计的结果来确定和选择的。通过对训练序列或者导频的估计来获得信道估计的结果，从而获知链路的信噪比(SNR)，再根据一定的误包率要求(例如误包率为0.1)选择合适的调制和编码方式。由于不同的调制和编码方式组合在信噪比不同时，其误包率也不同，所以发射端会选择在满足误包率要求的条件下，具有最大吞吐量的调制和编码方式(MCS)组合。发射机的MCS格式一般在信令部分告知接收端。信令可以通过专用的频段，或者在数据包的前几个单元通过约定的格式传递给接收端。

在本发明中，当基站-中继站和移动台-中继站两个链路的信噪比差别较小时，采用相同的调制编码方式。而在这两个链路的信道的差别较大(例如信噪比相差较大)时，两个链路可以采用不同的调制编码(MCS)方式，以充分利用信道资源。在本文中，将两个链路中采用的阶数较高的调制称为高阶调制，经该高阶调制的信号称为高阶调制信号。将两个链路中采用的阶数较低的调制称为低阶调制，经该低阶调制的信号称为低阶调制信号。

下面介绍当基站-中继站和移动台-中继站这两个链路采用不同的编码调制方式时，依据本发明的实施方式的中继站对接收到的两路数据的处理。

图8示出了根据本发明的第一实施方式的中继站的示意性功能框图。如图8所示，根据本发明第一实施方式的中继站包括第一解调单元801、第二解调单元802、第一解码单元803、第二解码单元804、第一编码单元805、第二编码单元806、合并控制单元807、数据合并单元808、调制单元809、以及发射单元810。

在本发明的中继站中，首先，由第一解调单元801和第一解码单元803对来自基站的信号(例如包含噪声的信号A)进行解调和解码。另一方面，第二解调单元802和第二解码单元804对来自移动台的信号(例如包含噪声的信号B)进行解调和解码。

合并控制单元807判断应采取的编码调制方式，确定映射规则，即比特到符号的映射规则，也就是比特如何映射合并成符号。在另选的实施方式中，合并控制单元807还判断编码方式，并将所判断出的应采取编码方式指示给第一编码单元805和第二编码单元806以及发射单元810。具体地，合并控制单元807对来自基站的数据的调制方式和来自移动台的数据的调制方式进行比较，取得调制阶数较高的一种编码调制方式，作为应该采取的编码调制方式。例如调制阶数从低到高的序列为：BPSK→QPSK→16QAM→64QAM。另一方面，合并控制单元807可以根据来自基站的数据的调制方式和来自移动台的数据的调制方式，采用查表法来确定应该采取的编码调制方式。在这种情况下，查表法中所使用的表例如包括3个字段，一个字段对应于基站的数据的编码调制方式，一个字段对应于来自移动台的数据的编码调制方式，一个字段对应于应该采用的编码调制方式。

第一编码单元805根据合并控制单元807所判断出的编码方式，对第一解码单元803解码出的数据进行编码，并将编码后的数据送入数据合并单元808。第二编码单元806根据合并控制单元807所判断出的编码方式，对第二解码单元806解码出的数据进行编码，并将编码后的数据送入数据合并单元808。

数据合并单元808根据来自合并控制单元807的映射规则，对来自第一编码单元805的数据和来自第二编码单元806的数据进行合并，并将合并后的数据传到调制单元809。在两路数据的调制编码方式相同时，来自合并控制单元807的映射规则与现有技术的相同，数据合并单元808也可以采用于现有技术一样的数据合并方法，对此不予详述。在两路数据的调制编码方式不同时，来自合并控制单元807的映射规则与现有技术的不同，相应地，数据合并单元808的操作与现有技术的也不同，后文将对此进行详细说明。

调制单元809根据合并控制单元807所判断出的调制方式，对来自数据合并单元808的合并后的数据进行调制，并将调制后的数据送入发射单元810。发射单元810发射来自调制单元809的数据，并发送合并控制单元807所给出的编码调制方式。

需要指出的是，在上面的说明中，图8中第一编码单元805和第二编码单元806可以采用和原数据相同的编码方式，也可以采用新的编码方式。采用原来的MCS时，中继站将接收到的数据重新编码，格式和原数据相同，然后合并，再对合并的数据进行调制。此时，对于中继的合并数据的接收，基站和移动台接收端对于本地信号的调制编码方式是已知的，仅仅从合并信号中分离出期望信号，中继站只需将合并信号的调制和编码方式在信令部分告知两个接收端。如果中继站根据信道质量，对接收的两路或者其中一路数据采用新的调制和编码方式，应该将改变的调制和编码方式的告知两个接收端，这也是在信令部分告知的。在这种情况下，接收端会通过信令部分得知两路数据的两种调制编码方式，在进行数据恢复分离操作时，对本地信号进行第二次(即中继转发的信号)调制编码来获得本地信号。例如，基站-中继站链路的数据调制编码方式为MCS1，移动台到基站的调制编码方式是MCS2，而中继站接收后将这两路数据的调制和编码方式分别改为MCS3(来自基站的数据)和MCS4(来自移动台的数据)。调制和编码方式改变后，映射规则和数据合并是按照新的方式进行的(即对MCS3和MCS4的调制数据进行合并)。对于移动台的接收端，对合并后的数据进行接收时，本地参考信号是根据本地的原始比特数据，按照MCS4来产生编码调制后的参考信号，对合并数据的分离接收是按照MCS3进行数据解码解调的。

首先给出采用原来的MCS合并的具体情形。如果基站-中继站链路采用16QAM-1/2方式，而中继站-移动台链路采用的是较低阶调制QPSK-1/2，则中继站接收数据之后，对于第一编码单元805和第二编码单元806来说，不改变所输入的信号的编码方式。即图8中第二编码单元806采用的编码是第二解码单元804的解码的逆过程，而第一编码单元805采用的编码也是第一解码单元803的解码的逆过程。

当中继站根据实际的信道质量需要改变已接收数据的MCS时，例如，如果基站-中继站链路采用16QAM-1/2编码方式，而中继站-移动台链路采用QPSK-1/2方式。中继站接收数据之后，对于第二编码单元806来说，可以不采用原来的QPSK-1/2方式，而是改为QPSK-3/4方式。此时第二编码单元806改为3/4编码(即806不是第二解码单元804的逆过程)。

应该注意，本发明的第一编码单元805和第二编码单元806可以一直采用和原数据相同的编码方式，在这种情况下，合并控制单元807可以只判断调制方式。

编码后的数据送入数据合并单元808进行合并和后续处理。

中继站对不同的MCS数据进行数据合并时，两个链路的被合并数据的符号数应该相等。如果两路数据的符号数不等时，可以在中继站存储数据量较大的链路的部分数据，和数据量较小的链路的下一帧数据进行合并转发操作。即数据符号相等是可以在中继站实现的，所以后文假设两个链路要合并的数据符号数相等。

两路不同调制的数据的合并操作是以调制符号为基本单位的。合并后的数据再进入调制单元809进行调制，然后由中继站转发给基站和移动台。合并后的数据调制方式采用两路信号的较高阶调制。例如如上所述，一个调制阶数增长的序列为BPSK→QPSK→16QAM→64QAM。

数据合并单元808根据合并控制单元807提供的映射规则进行数据合并。映射规则例如是可以采用公式表达的映射规则，例如可采用异或操作来实现的映射规则，也可以是不能利用公式来实现的映射规则，此时的映射规则例如可以以表格的形式呈现，这将在后文进行说明。现在以合并控制单元807提供的映射规则是用异或操作的映射规则的情况进行说明，其过程可表述如下。假设一个链路的调制方式为QPSK(对应于第一调制方式)，另一个链路的调制方式为16QAM(对应于第二调制方式)，则它们一个调制符号对应的比特序列分别为{a₀，a₁}和{b₀，b₁，b₂，b₃}。合并后的调制将采用16QAM方式，在数据合并单元808处可以采用以下几种异或方式

$\{c_0,c_1,c_2,c_3\}=\{a_0\⊕b_0,b_1,a_1\⊕b_2,b_3\}---\left(3\right)$

$\{c_0,c_1,c_2,c_3\}=\{b_0,a_0\⊕b_1,b_2,a_1\⊕b_3\}---\left(4\right)$

$\{c_0,c_1,c_2,c_3\}=\{a_0\⊕b_0,a_1\⊕b_1,a_0\⊕b_2,a_1\⊕b_3\}---\left(5\right)$

$\{c_0,c_1,c_2,c_3\}=\{a_0\⊕b_0,a_0\⊕b_1,a_1\⊕b_2,a_1\⊕b_3\}---\left(6\right)$

(3)-(6)式得到的合并数据{c₀，c₁，c₂，c₃}是一个16QAM星座。

这种合并方式对于其他的调制数据也是成立的，例如，对于BPSK和QAM调制的组合，其合并后的数据格式如表1所示。对于表1中未列出的调制方式如8PSK等，其原理也和表中的相同，是将低阶调制的一个数据符号的全部比特和高阶调制的一个数据符号的部分比特或全部比特进行比特异或操作，得到一个高阶调制的符号。

应该指出的是，在上面的描述中，合并控制单元807根据两路信号的调制方式判断应该采取的调制方式，确定映射规则。

应该指出的是，比特异或只是映射规则的一种实现方式，也可以采用其他的方式进行不同调制方式的数据合并，例如其他比特运算的方式。

表1不同调制方式的数据合并结果

数据合并单元所得到的数据被称为合并数据，该合并数据的符号称为合并符号。可以看出，本文的方法是以一个调制的数据符号为单位进行操作的。

数据合并实际是改变了调制数据从数据比特到调制符号星座点的映射规则。为方便说明，先说明一下相同调制信号的合并所引起的星座图变化。图7示出了两个QPSK符号进行异或引起的星座图的改变。如图7所示，两个进行异或的QPSK符号的比特序列为{a₀，a₁}和{b₀，b₁}。当{a₀，a₁}＝{0，0}时，(1)式的异或结果如图7(a)所示，此时{b₀，b₁}是标准的格雷QPSK映射。当{a₀，a₁}＝{0，1}，{1，0}，{1，1}时，异或后对应的星座如图7(b)、图7(c)和图7(d)所示。在图7(a)中，比特序列{b₀，b₁＝{0，0}在图7(a)中对应的调制符号为右上角的白色圆圈，而在图7(b)中对应的映射位置被改变到了右下角。

若设{b₀，b₁}为本地参考数据，则对于不同的比特序列{a₀，a₁}，比特异或操作等效于对标准的QPSK星座点位置和对应比特进行重新映射。比如，图7(b)对于图7(a)是上下交换位置，图7(c)相对于图7(a)是左右交换，而图7(d)对于图7(a)则是对角线交换或者上下+左右交换位置。对应的，在接收端，反向异或操作以分离期望信号的过程，则是这个重映射的逆过程。以图7为例，对{b₀，b₁}信号的检测接收是根据不同的本地参考信号{a₀，a₁}而采用不同的解映射星座图，例如{a₀，a₁}＝{0，0}时采用图7(a)来解调判决。

从图7可以看出，对于星座图较简单的QAM调制而言，比特异或的合并操作相当于对标准QAM调制进行星座点的重新映射，改变的仅仅是映射规则。

图10示出了QPSK符号和16QAM符号进行合并，引起的16QAM符号的星座图的改变。

例如图10所示，其中图10(a)是标准的16QAM格雷映射，图10(b)为一种改变的映射，其中每个星座点的数字表示对应的比特序列，0-15分别一一对应{0，0，0，0}-{1，1，1，1}。可以看出，图10(b)中，调制星座符号和比特序列的对应映射位置改变了。合并控制单元807根据要合并的两路信号的调制方式，确定映射规则，并将该映射规则提供给数据合并单元808。映射规则可以是根据要合并的两路信号的调制方式而预先确定好的。

下面结合图9介绍接收端的处理。

两个链路的接收端收到从中继站发送的合并数据后，根据本地保存的已发出的数据序列的副本，从合并数据中消去本地原始数据从而得到需要接收的数据。对于中继系统的接收终端(基站和移动台)而言，转发的合并信号和本地信号的MCS格式都是已知的。

对于合并数据的接收分离，对调制阶数比本地信号的调制阶数高的合并数据(高阶调制合并数据，即要接收的通信对方的数据的调制阶数比本地的高)和调制阶数不比本地信号的调制阶数高的合并数据(低阶调制合并数据，即要接收的通信对方的数据的调制阶数比本地的低)来说可以不同，也可以相同。

高阶调制合并数据由于仅仅是从比特到符号的星座点的对应位置发生了改变，数据的统计特性和平均功率都没有改变，所以接收性能和没有合并分离操作的一般通信系统的同等调制接收机性能相同。而对于低阶调制合并信号而言，合并后的数据改变了符号间距离和平均功率等参数，性能会有改变，具体的映射图可以从图11中看出，后文还有介绍。因此，合并数据的分离对于高阶调制合并数据和低阶调制合并数据是可以不同的。

图9示出了依据本发明的一种实施方式的数据分离装置的框图，在该实施方式的数据分离装置中，对于高阶调制合并数据和低阶调制合并数据采用了不同的接收处理方式。

如图9(a)所示，数据分离装置包括解调分离单元300、解码单元301、分离控制单元302以及判断单元303。其中解码单元301可以和常规的通信系统相同。该解调分离单元300用于从接收的信号中获得来自通信对方的数据。具体地，该解调分离单元300实现解调以及从接收的信号中提取出通信对方发送来的数据的功能。解调分离单元300包括检测单元3001、判决单元3002以及符号分离单元3003。该判断单元303确定所接收的信号是高阶调制合并信号还是低阶调制合并信号。分离控制单元302确定符号分离单元进行分离操作应采用的映射规则。下面对该解调分离单元300进行详细的说明。

当接收到来自中继站的合并信号时，该判断单元303确定所接收的信号是高阶调制合并信号还是低阶调制合并信号。判断单元303例如通过将所接收的合并信号的调制方式与发出的本地信号的调制方式进行比较，当接收到的合并信号的调制方式高于或等于本地信号的调制方式时，确定所接收的信号是高阶调制合并信号，反之，则判断为是低阶调制合并信号。如果判断单元303确定出所接收的信号是高阶调制合并信号，则使解调分离单元300的内部模块之间的关系以及解调分离单元300与分离控制单元302之间的关系如图9(b)所示。另一方面，如果判断单元303确定出所接收的信号是低阶调制合并信号，则使解调分离单元300的内部模块之间的关系以及解调分离单元300与分离控制单元302之间的关系如图9(c)所示。下面结合图9(b)和图9(c)对此进一步说明。

下面，首先结合图9(b)对高阶调制合并数据的接收进行描述。检测单元3001对接收的信号进行符号检测，并将所检测出的符号输出到判决单元3002。这种检测判决和一般通信系统的解调单元功能完全相同。其中对于判决单元3002，和一般通信系统的方法一样，有硬判和软判两种方式。硬判的结果是等于0/1的整数，直接对应一个比特位。举例来说，检测的结果是一个带噪的复数，如图12(a)中的“×”所示。硬判时判决器直接将距离检测结果最近的调制星座点对应的比特序列作为输出。如图12(a)中，判决器硬判的结果是{1，0，1，0}。而软判的结果是一个表示该比特等于1或者0的概率值，该数值为一个实数，对于图12(a)的16QAM调制，判决器输出为{L₃，L₂，L₁，L₀}。

分离控制单元302根据信令确定的本地信号的调制方式和通信对方的信号的调制方式，确定逆映射规则，即从符号到比特的映射规则，也就是符号如何映射分解成比特。符号分离单元3003根据分离控制单元提供的逆映射规则，对判决器3002的输出做分离操作。在符号分离单元3003中，对于高阶调制的合并数据，分离操作相当于对星座图进行比特-星座点的重新映射。

具体地，对于判决器3002硬判的比特整数值输出，例如(3)-(6)的合并实例，当本地信号为{a₀，a₁}时，其对应的高阶调制(16QAM)数据分离可以用公式实现，符号分离单元3003对应的比特分离操作可分别表示为

$\{{\hat{b}}_0,{\hat{b}}_1,{\hat{b}}_2,{\hat{b}}_3\}=\{a_0\⊕c_0,c_1,a_1\⊕c_2,c_3\}---\left(7\right)$

$\{{\hat{b}}_0,{\hat{b}}_1,{\hat{b}}_2,{\hat{b}}_3\}=\{c_0,a_0\⊕c_1,c_2,a_1\⊕c_3\}---\left(8\right)$

$\{{\hat{b}}_0,{\hat{b}}_1,{\hat{b}}_2,{\hat{b}}_3\}=\{a_0\⊕c_0,a_1\⊕c_1,a_0\⊕c_2,a_1\⊕c_3\}---\left(9\right)$

$\{{\hat{b}}_0,{\hat{b}}_1,{\hat{b}}_2,{\hat{b}}_3\}=\{a_0\⊕c_0,a_0\⊕c_1,a_1\⊕c_2,a_1\⊕c_3\}---\left(10\right)$

其中c_i，i＝0，1，2，3为判决器3002输出的合并信息比特， ${\hat{b}}_i,i=\mathrm{0,1,2,3}$ 为分离后的期望信息比特(和一般通信系统的表示相同，接收数据加三角以示和源数据序列{b_i}区别)，a_i，i＝0，1为本地参考比特。

如果图9(b)的判决单元3002输出为软比特信息(一个比特位对应一个实数值)，则对应于异或操作的反向分离操作，相当于对该软信息数值进行保持或者取负号操作。例如假设此时16QAM符号的比特软判输出为{L_c0，L_c1，L_c2，L_c3}，本地参考信号为{a₀，a₁}时，分离单元3003对应于公式(3)-(6)的逆向分离操作变为

{L_b0，L_b1，L_b2，L_b3}＝{sgn(a₀)·L_c0，L_c1，sgn(a₁)·L_c2，L_c3}                      (11)

{L_b0，L_b1，L_b2，L_b3}＝{L_c0，sgn(a₀)·L_c1，L_c2，sgn(a₁)·L_c3}                      (12)

{L_b0，L_b1，L_b2，L_b3}＝{sgn(a₀)·L_c0，sgn(a₁)·L_c1，sgn(a₀)·L_c2，sgn(a₁)·L_c3}    (13)

{L_b0，L_b1，L_b2，L_b3}＝{sgn(a₀)·L_c0，sgn(a₀)·L_c1，sgn(a₁)·L_c2，sgn(a₁)·L_c3}    (14)

其中L_ci，i＝0，1，2，3为判决器3002输出的比特软信息数值，L_bi，i＝0，1，2，3为分离后的期望信息比特软信息数值，a_i，i＝0，1为本地参考比特，sgn(a_i)为取a_i的正负符号函数，表示如下：

$\mathrm{sgn}\left(a\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& a=0\\ -1& a=1\end{array}\right.---\left(15\right)$

sgn(a_i)决定是否需要对判决的软信息进行取负值操作，对应于星座图则是是否改变其比特到星座点的映射规则。分离后的软比特信息{L_bi}送入解码器301进行解码。软判和硬判的区别在于软信息解码的性能要好于硬判的结果，所以很多实际的解码器都采用软比特信息解码，本文的方法均支持硬判和软判的数据分离和解码操作。

下面结合图9(c)对低阶调制合并数据的接收进行描述。图9(c)中所示的框图与图9(b)中所示的框图相比，差别仅仅在于对检测数据先分离还是先判决。在图9(c)中，检测数据先进行分离操作。对于高阶调制例如16QAM-QPSK调制对中的16QAM数据而言，分离相当于改变了原来的标准星座图的星座点-比特映射关系。如图10示出，标准的16QAM格雷映射如图10(a)所示，一种改变后的实例，即按照(5)式的比特异或公式，在本地参考信号{a₁，a₀}＝{0，1}，{1，0}，{1，1}时对应的比特-星座点符号映射分别如图10(b)、图10(c)、图10(d)所示(其中(a)表示{a₁，a₀}＝{0，0}的情形)。此时对应的分离操作，相当于对检测输出的符号，采用新的映射图样来代替原来的标准星座映射图样，然后送入判决器进行判决。判决器3003的方法不变，仅仅是星座映射图样改变了。

下面介绍图9(c)中对于低阶调制合并数据的接收原理。低阶调制合并数据的接收和高阶调制合并数据的处理步骤相同，区别在于符号分离单元3003提供的星座映射图样是基于高阶调制星座图的部分星座点组成的一个低阶星座点集合。例如16QAM-QPSK合并，在(3)-(6)式的例子中，本文给出(5)式的实例结果。图11中(a)-(q)分别给出了本地参考16QAM符号{b₀，b₁，b₂，b₃}从{0，0，0，0}到{1，1，1，1}变化时，QPSK的4个符号{a₀，a₁}＝({0，0}，{0，1}，{1，0}，{1，1})根据(5)式与本地原始数据异或之后得到的比特序列{c₀，c₁，c₂，c₃}在16QAM星座图上的映射图样。4个不同阴影的星座点表示QPSK的4个星座点在16QAM星座图上的映射。此时分离控制单元302根据调制方式组合提供逆映射规则。符号分离单元3003根据逆映射规则产生相应的映射图样，其中映射可以由逻辑电路实现，也可以以查找表的方式从内存读取。然后判决器3002根据该映射图样对数据进行判决。此时的判决和一般的判决器的唯一差别，就在于映射模式(图样)的改变。给出一个具体的实例，当本地信号为0000时，对应的映射图为图11(a)，分离判决的过程如图12(b)所示。图12(b)中的“×”表示图9(c)中的检测单元3001输出的带噪16QAM符号，4个阴影星座点代表QPSK符号在16QAM星座图上的映射(这个映射图样式由符号分离单元3003提供)。此时的判决是以这4个阴影星座点和检测输出符号“×”的距离来进行判决的。在图12(b)中的情况下，硬判的结果是{a₀，a₁}＝{1，0}。软判的结果是检测输出符号和4个映射星座点之间距离的判决计算结果。例如一种软信息计算方法为：

$L_{a0}=\frac{\exp (-d_{11}/{\mathrm{\σ}}^2)+\exp (-d_{10}/{\mathrm{\σ}}^2)}{\exp (-d_{01}/{\mathrm{\σ}}^2)+\exp (-d_{00}/{\mathrm{\σ}}^2)}---\left(16\right)$

$L_{a1}=\frac{\exp (-d_{01}/{\mathrm{\σ}}^2)+\exp (-d_{11}/{\mathrm{\σ}}^2)}{\exp (-d_{10}/{\mathrm{\σ}}^2)+\exp (-d_{00}/{\mathrm{\σ}}^2)}---\left(17\right)$

其中L_ai，i＝0，1为判决器3002输出的比特软信息数值，d_ij表示比特序列为ij的星座和检测符号“×”之间的欧氏距离，σ²为噪声功率。

公式(16)(17)是标准的软信息计算方法，软信息计算还可以由其他的简化方法等。如何根据映射图样进行检测判决的方法可以采用常规的方法。判决单元3002的判决结果输入到解码单元301，由解码单元301进行解码。

这种方式是先改变映射模式再判决，对于高阶调制的数据而言，和图9(b)的先判决再改变映射方式相比，仅仅是处理步骤的前后改变，不会改变数据处理的结果。因而，图9(c)不但支持对低阶调制合并数据的接收，也支持对高阶调制合并数据的接收。因而在另一种实施方式中，本发明提供了一种接收机，其示意性结构即如图9(c)所示，因为对图9(c)已经进行了说明，因而在此不再进行赘述。应该注意到，采用这种方式，因为无需对接收的信号是否是高阶调制合并信号进行判断，因而不需要判断单元303。

应该注意，虽然在图中没有示出，但本发明的通信装置(例如基站、移动台)还包括发送单元和存储单元，发送单元发送调制信号，发送的调制信号保存在存储单元中，作为本地原始信号。这些单元的实现是本领域技术人员所知的，因而不再赘述。

无编码器的数据转发

如前所述，本文的数据合并和分离操作主要是基于调制方式的，所以本方法也可以用到无编码系统的中继转发过程中。如图13所示，在中继站，数据解调之后按照一定的映射规则进行符号合并，然后再调制后发出。图13中标号1044所指的方框指代了图8中的合并控制单元807、合并控制单元807以及数据合并单元808，其中合并控制单元807不再进行编码方式的判断。因为以上部件的操作都已说明，因而在此不予赘述。

在无编码器的情况下，接收端的符号分离操作可如图14所示。和图9(b)、图9(c)一样，图14(a)适用于较高阶的调制接收，可以先判决再分离；而图14(b)是一种统一的接收机框图，先按照映射图样分离再判决。其中的数据分离操作也和图9中所示的部件的操作相同，区别在于没有解码单元。

这也是本发明的一种实施方式。

映射方式

从上述数据合并和分离过程可以看出，对于不同的调制数据，数据合并相当于一个重映射过程：对于低阶调制数据，是将低阶调制的星座点映射到高阶调制的星座点上；而对于高阶调制数据，相当于进行星座点的重新映射过程。

例如上面公式(5)的例子，16QAM有16个星座点，QPSK有4个星座点，其合并后的星座组合共有64种可能，所以对于16QAM而言，有4种分离图样，如图10所示；而对于QPSK而言，有16种分离图样，如图11所示。

而且，对于本地信号为低阶调制且是BPSK或者QPSK而接收的合并信号为较高阶调制的接收机而言，由于BPSK和QPSK都是恒模调制(模值为1)且比特序列简单，和较高阶符号合并时，较高阶调制的星座符号平均功率和统计特性都没有改变，所以其性能和没有合并分离操作的同等调制系统相同。例如，在接收QPSK-16QAM合并信号中的16QAM信号的接收端，由于16QAM星座的平均信噪比没有因为异或操作而改变，所以接收性能(误包率)和没有合并拆分操作时相同。

而对于合并操作的低阶调制数据(例如QPSK-16QAM合并的QPSK信号)，或者两个较高阶的调制数据合并(例如64QAM-16QAM合并)，由于合并后星座点的平均功率被改变，所以接收其的性能会和没有合并分离操作时不同。

比特异或也是一种映射图样改变的过程，不同的异或方式代表不同的映射规则。

图15给出了(4)式的映射图示例。只给出了本地参考16QAM信号为{0，0，0，0}，{0，0，0，1}和{0，1，0，1}时的QPSK映射图样，其余的图样可以根据(4)式得到。

图16给出了(6)式的映射图示例。也同样给出了本地参考信号为{0，0，0，0}，{0，0，0，1}和{0，1，0，1}时的三种QPSK映射图样。

从图11和图15、图16可以看出，不同调制符号合并时，低阶调制因为在高阶调制星座图上的映射因为不同的映射规则而具有不同的映射图样。对于每一种映射图样，低阶调制的映射后符号间欧氏距离不同时，其抗噪能力也不同。也就是说，不同的映射会导致不同的误码率性能。图11中，QPSK在16QM星座图上的映射共有2种基本形状，其他图样是这两种图样的旋转和星座点交换等操作。

根据编码理论的一般原理，任意两个符号间的最小欧氏距离最大的星座集抗噪能力最强。于是，这种不同调制符号的合并，还可以根据一定的设计准则找到最佳的映射方式。其问题转化为：寻找一种低阶符号(例如QPSK)在高阶符号空间(例如16QAM)的映射结构，该结构可以遍历整个高阶符号空间(保证各星座点的等概率分布)，且具有最大的最小符号间欧氏距离(最大的抗干扰性)。寻找具有最大最小符号间隔的映射，是映射模式的第一设计准则。

在码字设计准则中，除了上述的最小欧氏距离最大准则之外，还有星座集中具有最小欧氏距离最大的符号对个数等衡量准则。例如当两种映射模式的最小欧氏距离相等时，最小欧氏距离最大的符号对较少的星座集，其性能要好于符号对较多的星座集。

上述(3)-(6)式的异或操作只是数据合并的一种实现实例。对于(3)-(6)的异或运算方式的映射，实际系统中可直接用异或来实现。在实现的硬件模块或软件中，不同的调制方式组合有不同的映射结构。不同调制数据的合并还可以通过其他方式，例如查找表等。当一种映射无显式的对应异或或者其他公式可直接实现时，可以采用查找表的方式进行数据合并。即对于两个确定的不同调制符号的比特序列，其对应的映射符号通过查找表获得。无论是异或或者查找表等，这种映射结构收发双方都是已知的。只要数据合并和分离操作对于两种调制数据符号来说是一一对应的即可。例如对于图17的映射，任意一对QPSK和16QAM符号合并后生成的16QAM符号如表2中所列。

表2映射查找表

QPSK→	00	01	10	11
					16QAM↓
0000	0010	0101	1000	1111
					0001	0011	0100	1001	1110
0010	0000	0111	1010	1101
					0011	0001	0110	1011	1100
0100	0110	1100	0001	1011
					0101	0111	1101	0000	1010
0110	0100	1110	0011	1001
					0111	0101	1111	0010	1000
1000	1010	0000	1101	0111
					1001	1011	0001	1100	0110
1010	1000	0010	1111	0101
					1011	1001	0011	1110	0100
1100	1110	1001	0100	0011
					1101	1111	1000	0101	0010
1110	1100	1011	0110	0001
					1111	1101	1010	0111	0000

对于表2的数据合并，因为不存在对应的显式公式或者异或操作，所以接收端的分离操作也需要按照查找表来确定本地参考信号所对应的映射。

对于式(3)-(6)，也可以给出这种查找表。如前所述，异或操作并不是唯一的映射方式，还有其他可行的操作实例，在此仅仅举出异或和查找表两种可能的数据合并方式。

作为本文方法的验证，本文给出(4)、(5)、(6)式对应的分离操作在两个数据接收端对16QAM和QPSK的误包率曲线，如图18所示。仿真中我们假设中继站准确接收了2个源数据信息。其中，QPSK-4的曲线表示(4)式的混合调制中QPSK的误包率，16QAM-6表示(6)式的混合调制中16QAM的误包率，QPSK表示一般QPSK调制的性能。可以看出，不同的映射方式下，16QAM数据的接收性能和一般的通信系统相同，而QPSK数据的接收性能随着不同的映射方式而不同。在这三种映射方式中，(5)式的性能最佳。

其他PSK和QAM调制方式的数据合并和分离操作和上述方法类似，在此给出几种可能的比特异或方式公式。对于QPSK({a₀，a₁})-64QAM({b₀，b₁，b₂，b₃，b₄，b₅})合并操作公式如下

$\{c_0,c_1,c_2,c_3,c_4,c_5\}=\{a_0\⊕b_0,b_1,b_2,a_1\⊕b_3,b_4,b_5\}---\left(18\right)$

$\{c_0,c_1,c_2,c_3,c_4,c_5\}=\{a_0\⊕b_0,a_0\⊕b_1,a_0\⊕b_2,a_1\⊕b_3,a_1\⊕b_4,a_1\⊕b_5\}---\left(19\right)$

对于16QAM({a₀，a₁})-64QAM({b₀，b₁，b₂，b₃，b₄，b₅})合并，可以采用下面的式子

$\{c_0,c_1,c_2,c_3,c_4,c_5\}=\{a_0\⊕b_0,b_1,a_1\⊕b_2,b_3,a_2\⊕b_4,b_5\}---\left(20\right)$

$\{c_0,c_1,c_2,c_3,c_4,c_5\}=\{b_0,a_0\⊕b_1,b_2,a_1\⊕b_3,b_4,a_2\⊕b_5\}---\left(21\right)$

$\{c_0,c_1,c_2,c_3,c_4,c_5\}=\{a_0\⊕b_0,a_0\⊕b_1,a_1\⊕b_2,a_1\⊕b_3,a_2\⊕b_4,a_2\⊕b_5\}---\left(22\right)$

$\{c_0,c_1,c_2,c_3,c_4,c_5\}=\{a_0\⊕b_0,a_0\⊕b_1,a_1\⊕b_2,a_1\⊕b_3,a_2\⊕b_4,a_2\⊕b_5\}---\left(23\right)$

对于QPSK({a₀，a₁})和BPSK({b})调制，可以采用下面的式子

$\{c_0,c_1\}=\{a_0\⊕b,a_1\⊕b\}---\left(24\right)$

$\{c_0,c_1\}=\{a_0\⊕b,a_1\}---\left(25\right)$

$\{c_0,c_1\}=\{a_0,a_1\⊕b\}---\left(26\right)$

由于QPSK和BPSK是恒模调制，所以异或操作不影响与其合并的更高阶调制数据的接收能力。而对于16QAM-64QAM符号对，采用本文中的比特序列异或来实现符号的混合调制合并时，较低阶调制数据(64QAM)的平均功率可能会改变，所以其接收性能也会有影响。同样对于多种可能的映射方式，可以找到性能较好的一种或者几种。寻找较好的映射方式，可以通过理论分析的方法，也可以通过计算机搜索的方法。

图19示出了示出了依据本发明的一种实施方式的数据中继方法的流程图。

如图19所示，首先在步骤1901，由第一解调单元801对来自第一发射源的调制信号进行解调，所述来自第一发射源的调制信号的调制方式是第一调制方式。同时或者随后，在步骤1902，第二解调单元802对来自第二发射源的调制信号进行解调，其中所述来自第二发射源的调制信号的调制方式是比所述第一调制方式阶数高的第二调制方式。与步骤1901和1902同时，或者在它们之后，在步骤1903，合并控制单元执行合并控制步骤，即，根据所述来自第一发射源的调制信号的调制方式和所述来自第二发射源的调制信号的调制方式提供进行信号合并应采取的映射规则，所述映射规则是如何将经解调的所述来自第一发射源的调制信号和经解调的所述来自第二发射源的调制信号一起映射到所述第二调制方式的符号的星座图上的规则。最后，在步骤1904的数据合并步骤中，数据合并单元根据所述合并控制单元所提供的映射规则，对经解调的所述来自第一发射源的调制信号和经解调的所述来自第二发射源的调制信号进行数据合并。

另外，在来自第一发射源的调制信号是经编码的信号时，还可以包括第一解码步骤和第一编码步骤，该第一解码步骤用于对来自第一发射源的调制信号进行解码，而该第一编码步骤用于对第一解码步骤所解码出的信号进行再次编码。再次编码时，所采取的编码方式可以不同于来自第一发射源的调制信号的原来的编码方式。

另外，在来自第二发射源的调制信号是经编码的信号时，还可以包括第二解码步骤和第二编码步骤，该第二解码步骤用于对来自第二发射源的调制信号进行解码，而该第二编码步骤用于对第二解码步骤所解码出的信号进行再次编码。再次编码时，所采取的编码方式可以不同于来自第一发射源的调制信号的原来的编码方式。

图20示出了依据本发明的一种实施方式的数据分离方法的流程图。如图20所示，首先，在发送步骤2001中，发送第一调制方式的调制信号或第二调制方式的调制信号，所述第二调制方式的调制阶数高于所述第一调制方式的调制阶数，同时，所发送的信号被存储起来，作为本地参考信号。另一方面，在接收步骤2002，接收由第一调制方式的第一调制数据和第二调制方式的第二调制数据合并成的第二调制方式的合并数据。然后，在分离控制步骤2003，根据所述第一调制方式、第二调制方式以及所述发送单元发送的调制信号的调制方式是第一调制方式还是第二调制方式，提供进行信号逆映射规则，即将所述合并数据中的符号的星座图中的星座点映射成期望接收的调制方式的比特的规则。所述逆映射规则可以是用公式表示的规则，也可以是不能用公式表示的规则。如前所述，当所述逆映射规则不能由公式表达时，可以用表格的形式提供。然后，在解调分离步骤2004，所述解调分离步骤根据所述分离控制单元所确定的逆映射规则，从所述合并数据中分离出期望接收的数据。

在图20示出的实施方式中，解调分离步骤2004具体地包括：检测步骤2005，由检测单元3001对接收的信号进行符号检测；符号分离步骤2006，由符号分离单元3003根据所述逆映射规则从所述合并数据中分离出期望接收的数据的符号的星座点；以及判决步骤2007，由判决单元3002，对所述符号分离单元所分离出的符号的星座点的比特值进行判决，从而获得期望接收的数据。

显然，在上面的实施方式中，解调分离步骤2004的处理与图9(c)中的数据分离装置的处理相同，但在另外的实施方式中，也可以对高阶合并信号和低阶合并信号进行区分，并分别采取与图9(b)和图9(c)所示的数据分离装置的处理相对应的不同处理。在这种情况下，可以增加判断步骤，来判断所接收的信号是高阶合并信号还是低阶合并信号。因为参照图9(b)和图9(c)、以及图20，可以清楚地知道这些步骤的实现，因而，此处不再予以赘述。

利用本发明的实施方式，在两个链路的信噪比差别较大时，能够很好的匹配其吞吐量的不平衡，以提高系统传输能力。本发明也同样适用于网络通信等其他适宜的场合。

Claims (10)

1.一种数据中继装置，所述数据中继装置包括：

第一解调单元（801），用于对来自第一发射源的调制信号进行解调，所述来自第一发射源的调制信号的调制方式是第一调制方式；

第二解调单元（802），用于对来自第二发射源的调制信号进行解调，其中所述来自第二发射源的调制信号的调制方式是比所述第一调制方式的调制阶数高的第二调制方式；

合并控制单元，根据所述来自第一发射源的调制信号的调制方式和所述来自第二发射源的调制信号的调制方式提供进行信号合并应采取的映射规则，所述映射规则是如何将经解调的所述来自第一发射源的调制信号和经解调的所述来自第二发射源的调制信号一起映射到所述第二调制方式的符号的星座图上的规则；

数据合并单元，根据所述合并控制单元所提供的映射规则，对经解调的所述来自第一发射源的调制信号和经解调的所述来自第二发射源的调制信号进行数据合并。

2.根据权利要求1所述的数据中继装置，其特征在于，所述映射规则是用公式表达的映射规则，或用表格表达的映射规则。

3.根据权利要求1所述的数据中继装置，其特征在于，所述映射规则是将所述第一调制方式的一个数据符号的全部比特和所述第二调制方式的一个数据符号的部分比特或全部比特进行比特异或操作，得到所述第二调制方式的一个数据符号的规则。

4.根据权利要求1所述的数据中继装置，其特征在于，所述来自第一发射源的调制信号和所述来自第二发射源的调制信号是经编码的信号，所述数据中继装置还包括：

第一解码单元，用于对经解调的所述来自第一发射源的调制信号进行解码；

第一编码单元，用于对经所述第一解码单元解码后的信号进行编码；

第二解码单元，用于对经解调的所述来自第二发射源的调制信号进行解码；

第二编码单元，用于对经所述第二解码单元解码后的信号进行编码；

所述数据合并单元对来自所述第一编码单元的数据和来自所述第二编码单元的数据进行合并。

5.一种通信装置，所述通信装置包括：

发送单元，发送第一调制方式的调制信号或第二调制方式的调制信号，所述第二调制方式的调制阶数高于所述第一调制方式的调制阶数；

解调分离单元（300），所述解调分离单元用于接收由第一调制方式的第一调制数据和第二调制方式的第二调制数据合并成的第二调制方式的合并数据，从所述合并数据中解调分离出期望接收的信号；以及

分离控制单元（302），其根据所述第一调制方式、第二调制方式以及所述发送单元发送的调制信号的调制方式是第一调制方式还是第二调制方式，提供进行信号逆映射规则，即将所述合并数据中的符号的星座图中的星座点映射成期望接收的调制方式的比特的规则，

所述解调分离单元根据所述分离控制单元所确定的逆映射规则，从所述合并数据中分离出期望接收的数据。

6.根据权利要求5所述的通信装置，其特征在于，所述逆映射规则是可以用公式表达的逆映射规则和用表格表达的逆映射规则。

7.根据权利要求5所述的通信装置，其特征在于，所述解调分离单元（300）包括：

检测单元（3001），对接收的信号进行符号检测；

符号分离单元（3003），根据所述逆映射规则从所述合并数据中分离出期望接收的数据的符号的星座点；

判决单元（3002），对所述符号分离单元所分离出的符号的星座点的比特值进行判决，从而获得期望接收的数据。

8.根据权利要求5所述的通信装置，其特征在于，所述通信装置还包括判断单元（303），所述判断单元用于判断所接收的合并信号的调制方式的调制阶数是否高于所述发送单元所发送的调制信号的调制方式的调制阶数；

所述解调分离单元（300）包括检测单元（3001）、判决单元（3002）和符号分离单元（3003），所述检测单元（3001）对接收的信号进行符号检测；

当所述判断单元（303）判断出所接收的合并信号的调制方式的调制阶数等于或高于所述发送单元所发送的调制信号的调制方式的调制阶数时，所述判决单元（3002）对所述检测单元检测出的符号的星座点的比特值进行判决；符号分离单元（3003）根据所述逆映射规则和所述判决单元判决出的比特值，从所述合并数据中分离出期望接收的数据，

当所述判断单元（303）判断出所接收的合并信号的调制方式的调制阶数低于所述发送单元所发送的调制信号的调制方式的调制阶数时，符号分离单元（3003）根据所述逆映射规则从所述合并数据中分离出期望接收的数据的符号的星座点，所述判决单元（3002）对所述符号分离单元所分离出的符号的星座点的比特值进行判决，从而获得期望接收的数据。

9.根据权利要求5所述的通信装置，其特征在于，所述逆映射规则是根据最小欧氏距离最大准则确定的，或根据最小欧氏距离最大准则以及最小欧氏距离的符号对的个数最少准则确定的。

10.一种通信方法，所述通信方法包括以下步骤：

发送步骤，发送第一调制方式的调制信号或第二调制方式的调制信号，所述第二调制方式的调制阶数高于所述第一调制方式的调制阶数；

接收步骤，接收由第一调制方式的第一调制数据和第二调制方式的第二调制数据合并成的第二调制方式的合并数据，

分离控制步骤，其根据所述第一调制方式、第二调制方式以及所述发送步骤发送的调制信号的调制方式是第一调制方式还是第二调制方式，提供进行信号逆映射规则，即将所述合并数据中的符号的星座图中的星座点映射成期望接收的调制方式的比特的规则；

解调分离步骤，所述解调分离步骤根据所述分离控制步骤所确定的逆映射规则，从所述合并数据中分离出期望接收的数据。

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