CN101785193B - 具有干扰消除的gmsk接收器 - Google Patents

Abstract

一种具有干扰消除的GMSK接收器，包括：线性均衡器(309)，被配置为耦接到来自第一天线的接收到的信号，并且提供第一软比特；自适应估计器，例如自适应MLSE(315)，耦接到第一软比特，并且被配置为提供第二软比特；质量评估器，耦接到第一软比特，并且被配置为提供质量指示；以及，切换功能(325)，耦接到线性均衡器和自适应MLSE，并且根据质量指示来控制以提供对应于第一软比特和第二软比特的至少一个的输出软比特(331)。GMSK接收器可以被扩展到多个天线，并且讨论了用于在GMSK信号中的干扰消除的对应方法。

Description

具有干扰消除的GMSK接收器

技术领域

本发明一般地涉及接收器，更具体地涉及用于具有干扰消除的高斯最小频移键控(GMSK)信号的接收器及相应的方法。

背景技术

已知射频信号的接收器，并且已知GMSK信号的接收器。这样的接收器用于在全球移动通信(GSM)系统中使用的一些设备。一般地，这些接收器需要特定形式的干扰消除。已经使用的用于干扰消除的一种技术被称为线性均衡器，其中，通过滤波器来建模信道的效应，所述滤波器独立地处理接收到的信号的实数部分或者同相部分和虚数部分或者正交部分。通常，接收器使用GSM传输中包括的训练序列来限定两个滤波器。

已知线性均衡器对于高电平的特定类型的干扰，例如强的或者占主导的同信道干扰，工作良好。线性均衡器对于中等电平的干扰或者对于干扰的组合执行较差，其中，这样的组合可以包括相邻信道干扰、同信道干扰和噪声，例如加性白高斯噪声(AWGN)。其他技术对于强的同信道干扰也与线性均衡器一样执行不佳，并且不可能实现给定长度的训练序列。

附图说明

在附图中，遍及整个独立视图，同样的附图标记指相同的或者功能上类似的元件，并且所述附图与下面的详细说明一起被包含在说明书中并且形成说明书的一部分，所述附图用于进一步说明各个实施例，并且解释根据本发明的各种原理和优点。

图1以简化和代表性的形式描述了根据一个或多个实施例的包括干扰消除的接收器的高级视图；

图2描述了在示例性GMSK突发传输中的比特分配的视图；

图3以简化和代表性的形式描述了根据一个或多个实施例的GMSK接收器的高级视图，其中更详细地描述了干扰消除；

图4和图5描述了分别用于根据一个或多个实施例的单天线和双天线系统的质量评估器的方框图；

图6图示示出根据一个或多个实施例的频率误差校正器的视图；

图7和图8示出了图示根据一个或多个实施例分别用于单天线和双天线系统的自适应MLSE的结构的视图；以及

图9示出了图示根据各个实施例接收包括干扰消除的GMSK信号的方法的代表性实施例的流程图。

具体实施方式

作为概述，本公开涉及通信设备和在此使用的具有干扰消除的GMSK接收器，例如，所述干扰消除使用一个或多个新颖技术，所述一个或多个新颖技术响应于质量评估来提供改善的性能和更有效的实现方式(对于这样的消除所需资源的减少)。特别地，将讨论和公开在接收器中包含的各种发明构思和原理以及用于单天线干扰消除(SAIC)均衡器和用于多天线干扰消除(MAIC)均衡器的方法。

提供本公开以进一步的解释使得能够在应用时建立和使用根据本发明的各个实施例的最佳模式。进一步提供本公开以增强对于本发明的原理及其优点的理解和认知，而不是以任何方式限定本发明。本发仅由所附的权利要求限定，所述权利要求包括在本申请的待审期间进行的任何修改和如所发布的那些权利要求的所有等同物。

还应理解，如果有诸如第一和第二、顶部和底部等关系术语的使用仅用于将一个实体或者行为与另一个实体或者行为相区别，而不必然要求或者暗示在这样的实体或者行为之间的任何实际的这样的关系或者顺序。

利用一个或多个集成电路(IC)或者在一个或多个集成电路中最佳地实现许多本发明的功能和许多本发明的原理，所述IC包括数字信号处理器，可能是专用IC或者具有由嵌入的软件或者固件控制的集成处理的IC。期望的是，尽管可能有重大的努力和由例如可用时间、当前技术和经济考虑所推动的许多设计选择，本领域内的技术人员当由在此公开的构思和原理引导时，将能够以最小的试验而容易地产生这样的软件指令和程序以及IC。因此，为了简洁和最小化混淆根据本发明的原理和构思的任何风险，这样的软件和IC的进一步的讨论，如果有，将限于相对于各个实施例的原理和构思的要素。

参考图1，将简略地讨论和描述根据一个或多个实施例的包括干扰消除均衡器的接收器的简化和代表性的高级视图。图1示出了接收器前端101，其例如从天线接收发送的信号，然后在102将该信号放大、滤波和转换或者转化为低频，并且通常也将生成的模拟信号转换为数字信号x_n。注意，可以使用由多个前端块和天线表示的两个天线来为接收器复制该前端。当使用多个天线时，可以从每个前端提供基带信号，GMSK接收器的基带信号对于每个符号周期将包括多个复式采样，通常为2个采样。将来自接收器前端的基带信号x_n耦接到线性均衡器估计器103或者估计功能以及SAIC/MAIC均衡器105。将来自干扰消除均衡器105的输出作为软信息(软比特或者符号，即符号以及保密信息)提供到处理纠错等的解码器107，并且提供接收到的比特或者数据并将接收到的比特或者数据耦接到另外的功能，例如媒体访问控制(MAC)等。

可以将由接收器接收的基带信号x_n表示如下：

$x_n=\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_i{I}_{n-i}+{\mathrm{\η}}_n---\left(1\right)$

其中，h_n是L符号周期的复合信道脉冲响应(CPR)，包括被发送的符号脉冲、多径衰落和接收器滤波器；I_n是信息序列，并且η_n表示加性白高斯噪声(AWGN)、同信道干扰和相邻的信道干扰的组合。例如，在GMSK信号传输中，CPR的长度在恶劣衰落中可以为9.4符号周期长，所述恶劣衰落诸如在3GPP标准中定义的丘陵地区(HT)和乡村地区(RA)。

另外参考图2，将简略地讨论和描述在示例性GSM GMSK突发传输中的比特分配以及用于进一步说明图1的估计器和均衡器等的视图。图2示出了在GSM系统中的一个突发，其中，突发的具体调制可以是例如EDGE或者GMSK。应理解，其他系统和空中接口标准可以具有其他分配图。GMSK突发占用或者具有156.25符号周期或者156.25比特周期或者每符号以1比特的比特时间的持续时间或者跨越156.25符号周期或者156.25比特周期或者每符号以1比特的比特时间。在GMSK中，每个突发持续时间等同于577个微秒。如所示，GMSK突发包括并跨越：3个尾部比特201；第一数据字段203，其包括或者跨越58比特；26比特的训练序列205；第二数据字段207，其包括或者跨越58比特；3个另外的尾部比特209；其后跟随等同于8.25比特时间的间隙211。训练序列是在诸如GMSK标准的相关标准中指定的预定序列的符号或者比特。如在GMSK系统的各种空中接口标准中已知和指定，8个突发包括一个时分多址(TDMA)帧，其经由一个射频载波发送。不同的TDMA帧可以在不同的射频载波上跳频。26个TDMA帧包括一个多帧。在超帧中包括51个多帧，并且，在超高帧中包括2048个超帧。在GMSK中，每个比特作为具有π/2的符号旋转的两个符号(+/-1)之一发送。给定的符号或者用于该符号的生成的能量将影响4个符号或者比特时间。

线性均衡器估计器103或者估计过程一般使用一个或多个公知技术来提供用于每个接收到的信号的两个滤波器的滤波系数以及基于对应于用于每个被发送和由此接收的突发的所述训练序列和已知训练序列I_n 205的接收到的信号x_n的定时信息，所述一个或多个公知技术诸如最小均方误差(MMSE)或者加权的MMSE。在从线性估计器给出定时信息和滤波系数的情况下，均衡器105一般操作或者作用来去除或者减少接收到的符号或者比特中的失真或者干扰。被置于突发的中间的训练序列允许最接近训练序列的信息符号以便于降低在突发上或者在突发期间的信道变化的影响。利用训练序列的这种布置，均衡器能够在两个方向上操作或者调整或者补偿，即从训练序列到较早接收到的数据或者第一数据字段203或者在较早接收到的数据或者第一数据字段203上以及从训练序列到后来接收到的数据或者第二数据字段207或者在后来接收到的数据或者第二数据字段207上，并且由此更好地解释在接收到的信号突发(或者接收到的信号的突发)的持续时间或者跨度上的信道变化。

已知被用于GMSK接收器的线性均衡器一般包括两个滤波器。在基带信号x_n被去旋转后，复式采样被划分为它们各自的实数(同相或者I)部分和虚数(正交或者Q)部分。经由线性均衡器估计器限定的滤波器之一来处理实数部分，并且通过第二滤波器来处理虚数部分。与这些滤波器的每个相关联的典型属性是跨越2.5个符号周期的5个抽头。线性均衡器在高同信道干扰环境中对于GMSK信号执行相当好，但是在中等干扰或者多干扰(同信道、相邻信道和加性噪声)环境中执行不佳。

参考图3，讨论和描述了根据一个或多个实施例的具有干扰消除(SAIC/MAIC均衡器)的细节的GMSK接收器的代表图。图3示出了在应用到去旋转器/分割器303的输入301的基带信号x_n，所述去旋转器/分割器303去除π/2旋转，并且将复式信号划分为I和Q部分。I和Q部分用于在每个定时尝试上经由例如定时尝试序列的已知手段来获取定时305，计算对应于与已知训练符号相比较的训练符号的滤波器输出的误差能量。将具有最小误差能量的定时尝试用作最佳的定时尝试。另外的“训练符号”被获取307或者用于终结将被应用到整个突发的均衡器估计。例如，在被发送的突发的每端的尾部比特是已知的，并且可以用于训练。接近训练符号的符号也可以用于便利训练。在训练序列附近的这些符号有可能是精确的，并且因此在给定最佳定时尝试的情况下，可以基于滤波器输出估计接近训练序列的这些符号。在一些实施例中，从所述两个数据字段确定另外6个最可能的符号。这些行为改善了线性均衡器的定义，即限定在线性均衡器309中的两个滤波器的系数。在具有两个天线的接收器中，对于另外的基带信号复制由303-309指示的过程和功能。

图1和图3的GSMK接收器包括线性均衡器309，线性均衡器309被配置为耦接到接收到的信号x_n，并且在输出311提供第一软比特。将第一软比特耦接到另一个干扰消除器313，其基于反映突发质量的质量指示来选择适当的干扰均衡器或者消除器。更具体地，自适应最可能序列估计器(MLSE)耦接到第一软比特，并且被配置为在输出317并且在一些实施例中在输出319提供第二软比特。下面参考用于SAIC的图7和参考用于MAIC的图8来描述所述自适应MLSE的各个实施例。也被示出和包括的是质量评估器321或者突发质量评估器，其耦接到第一软比特，并且在输出323提供质量指示BQdB。下面参考用于SAIC的图4和用于MAIC的图5来进一步描述质量评估器的一个或多个实施例。另外包括的是切换功能325，其经由频率纠错器329在327耦接到线性均衡器，并且也在317耦接到自适应MLSE。根据质量指示来控制所述切换功能，以便在331提供输出软比特。输出软比特对应于第一软比特或者第二软比特的至少一个。

将频率纠错器329在311耦接到线性均衡器，并且被配置来向切换功能提供根据频率误差估计补偿的第一软比特。如下面参考图6进一步描述的，频率纠错器被配置来产生频率误差估计，或者从第一软比特估计频率误差，所述第一软比特是实数值的信息(被滤波的I部分和Q部分)。频率纠错器估计辅助信号，所述辅助信号用于获得频率误差估计和纠错。频率纠错器329也在330提供辅助信号，所述辅助信号可以被自适应MLSE 315使用。

也在一些实施例中包括的是组合器333，其耦接到在327的第一软比特和在319的第二软比特。组合器333被配置来提供第一软比特和第二软比特的组合，其中，这种组合也在末端或者输入335耦接到切换功能。在一个或多个实施例中的组合是线性组合器，并且被配置来在335提供第一和第二软比特的线性组合，其中，所述线性组合是根据在323的质量指示BQdB的。因此，在一些实施例中，切换功能325或者设备还耦接到第一软比特和第二软比特的诸如线性组合的组合，并且根据质量指示被控制，以在331提供软比特，其中，从第一软比特、第二软比特或者其线性组合来选择这些软比特。

一般，对于高层的干扰(表示同信道干扰)，即对于BQdB的低值，例如对于BQdB＜第一阈值BQ1，控制切换功能以在327选择第一软比特来作为校正的频率误差，并且将这些作为输出软比特提供。对于表示较低级干扰或者干扰的组合的BQdB的较高值(邻近信道、同信道、AWGN)，例如BQdB≥第二阈值BQ2，控制切换功能以在317选择第二软比特，并且将这些作为输出软比特提供。在仅具有第一和第二软比特的实施例中，BQ1可以等于BQ2，即仅有一个阈值。在包括组合器333的实施例中，当存在干扰的中间电平时，例如BQ1≤BQdB和BQdB＜BQ2，控制切换功能325来在335选择第一和第二软比特的组合，并且将这些作为输出软比特提供。在给出特定的接收器和性能预期的情况下，可以以试验方式来确定所述阈值或者阈值BQ1、BQ2。

在一个或多个实施例中的组合器被配置来提供第一软比特的加权版本和第二软比特的加权版本，并且将这些加权的版本组合或者加在一起以在335提供组合。可以根据BQdB来控制所述加权，以便对于更接近BQ2的BQdB的电平，第二软比特比第一软比特更偏重地被加权，而对于更接近BQ1的BQdB的电平，第一软比特比第二软比特更偏重地被加权。在一些实施例中，加权是单调的，并且与在BQ1和BQ2之间的BQdB的位置线性成比例。

参考图4和图5，将讨论和描述根据一个或多个实施例分别用于单和双天线系统的质量评估器的方框图。图4图示质量评估器的单天线版本，并且示出线性均衡器309的本质。质量评估器在26个符号训练序列上操作以提供给定的突发的质量指示。线性均衡器示出到线性实数值的滤波器W₁ 403的在401的x_n输入的I部分，并且示出到线性实数值的滤波器W₂ 407的在405的x_n输入的Q部分。将来自滤波器的输出耦接到组合器409，其中，它们被相加在一起，然后耦接到抽取器412来以2抽取，以获得x_n，其是第一软比特。该抽取过程占用输入样本的采样上的2x。将软比特耦接到组合器411，其中，训练符号或者比特s_n的相应的那些被减去，以提供每个软比特的误差e_n。误差项耦接到平均过程或者函数413，其中，对误差被平方并求和，该和除以26以提供突发质量BQ。将BQ耦接到对数函数，其中，提供以10为基的对数以获得BQdB。

图5示出了质量评估器的双天线版本。其函数、信号等的许多类似于图4的那些，虽然1或者2已经被加上以表示第一或者第二天线，例如，x_n ^I1表示从第一天线接收到的信号的实数部分或者I部分。图5图示另外的线性均衡器500，其类似于线性均衡器309，但是，线性均衡器500耦接到来自第二天线的样本的I和Q部分。所述I部分在501将被所述I部分输入到滤波器W₃ 503，并且在505将所述Q部分在505被输入到滤波器W₄ 507，并且将来自这些滤波器的输出耦接到组合器509，其中，它们与由抽取器512处理的结果相加在一起，以获得x_n ²或者其他和另外的来自第二天线的软比特。来自各个天线的所述第一软比特和其他软比特耦接到组合器511，在此，它们被相加在一起，并且其中，相应的训练符号s_n被减去以提供每个软比特的误差e_n。误差被平均413，并且将以10为基的对数415提供为BQdB。

参考图6，将讨论和描述示出根据一个或多个实施例的频率纠错器的图。图6示出了用于SAIC或者MAIC系统工作的纠错器，这将在下面的讨论中变得显然。图6的频率纠错器处理在突发中的样本，而不是训练序列或者训练比特外加尾部比特，即对于n＝[-74，-73，...-14，+14，...+73，+74]或者承载在GMSK突发中的符号外加尾部比特的信息。图6示出了线性均衡器309和具有在401输入到滤波器403的来自天线1的样本的I部分和在405输入到滤波器407的Q部分的构成元件，其中，这些滤波器的输出在组合器409被求和，在抽取器412抽取结果，以提供来自第一天线的软比特y_n ¹。符号的I部分也被输入到滤波器408，所述滤波器408与滤波器407(W₂)相同，并且所述Q部分被提供到滤波器404，所述滤波器404与滤波器403(W₁)相同。滤波器408的输出被组合器410从滤波器404的输出减去，并且结果被应用到抽取器414以提供y_n ^Asist1。y_n ^Asist1的使用允许仅使用用于例如滤波器、乘法器等的实数值的数和过程来产生频率误差或者在频率上的变化的指示。将所述值应用到乘法器603并且乘以nΔω₁，其中，nΔω₁表示在天线1的信号的突发上的频率误差。来自乘法器603的输出与软比特y_n ¹一起耦接到组合器605，并且被加到所述软比特上，由此补偿所述软比特的任何频率误差。在SAIC中，组合器605的输出606具有用于频率误差补偿的第一软比特(软比特₀)327。

图6也示出了线性均衡器500和具有在501输入到滤波器503的、来自天线2的样本的I部分和在505输入到滤波器507的Q部分，其中，这些滤波器的输出在组合器509与在抽取器512抽取的结果相加，以提供来自第二天线的软比特y_nw。所述符号的I部分也被输入到滤波器508，所述滤波器508与滤波器507(W₄)相同，并且Q部分被提供到滤波器504，所述滤波器504与滤波器503(W₃)相同。滤波器508的输出被组合器510从滤波器504的输出减去，由抽取器514抽取结果以提供y_n ^Asist2。如上所述的y_n ^Asist2的使用允许仅使用用于例如滤波器、乘法器等的实数值的数和过程来产生频率误差的指示。所述值y_n ^Asist2被应用到乘法器607并且乘以nΔω₂，其中，nΔω₂表示在天线2的信号的突发上的频率误差。来自乘法器607的输出与软比特y_n ²一起耦接到组合器609，并且被加到这些软比特上，由此补偿所述软比特的任何频率误差。在MAIC中，组合器609的输出610承载来自第二天线的用于任何频率误差补偿的其他软比特。软比特作为来自组合器605和609补偿的频率误差仅在组合器611中被加在一起，以在多天线系统的输出612提供软比特₀y_n 327。

y_n ^Asist1(SAIC)或者y_n ^Asist1和y_n ^Asist2(MAIC)的值在330被提供到自适应MLSE。应注意到，图6的结构可以用于SAIC或者MAIC接收器。如果没有第二天线，则在501和505的输入应当是0，并且来自组合器609的输出应当是0。在SAIC系统中，仅使用在线620上方的图6结构的部分，而对于MAIC系统，可以使用整个结构。图6图示在其他构思和过程中的第二或者其他线性均衡器和质量评估器，所述第二或者其他线性均衡器被配置来耦接到来自第二天线的接收到的信号，并且提供对应于这个信号的另外的软比特，所述质量评估器耦接到第一软比特(第一天线)和第二软比特(第二天线)的组合，并且被配置为基于所述组合来提供质量指示。也在图6中，已经将结构650和651识别为这些结构，并且在图7和图8中重复过程。

为了确定Δω_1，2，对于Δω₁和Δω₂求解下面的矩阵方程。

$\left[\begin{array}{cc}\underset{n}{\mathrm{\Σ}}n{\left(y_n^{\mathrm{Asist}1}\right)}^2& \underset{n}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{ny}}_n^{\mathrm{Asist}1}{y}_n^{\mathrm{Asist}2}\\ \underset{n}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{ny}}_n^{\mathrm{Asist}1}{y}_n^{\mathrm{Asist}2}& \underset{n}{\mathrm{\Σ}}n{\left(y_n^{\mathrm{Asist}2}\right)}^2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\Δ\ω}}_1\\ {\mathrm{\Δ\ω}}_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\underset{n}{\mathrm{\Σ}}n[{\hat{s}}_n-y_n]y_n^{\mathrm{Asist}1}\\ \underset{n}{\mathrm{\Σ}}n[{\hat{s}}_n-y_n]y_n^{\mathrm{Asist}2}\end{array}\right]---\left(2\right)$

其中，通过n＝[-74，-73，-72，-71，...-14，+14，...+71，+72，+73，+74]来给出如上所述的n， ${\hat{s}}_n=\mathrm{sig}\left[y_n\right],$ 并且y_n＝y_n ¹+y_n ²。如果在来自天线1的接收到的信号{x_n ^I1，x_n ^Q1}上的频率误差和在来自天线2的接收到的信号{x_n ^I2，x_n ^Q2}上的频率误差分别是以Hz计的Δf₁和Δf₂。则Δf₁和Δf₂的归一化表示与nΔω₁和nΔω₂相关如下：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\Δ}{\mathrm{\ω}}_1=2\mathrm{\π\Δ}{f}_1\mathrm{\Δt}\\ {\mathrm{\Δ\ω}}_2=2\mathrm{\π\Δ}{f}_2\mathrm{\Δt}\end{array}\right.---\left(3\right)$

为了避免例如由于过量的噪声和干扰导致的误差估计，如果估计的频率误差大于阈值，则由阈值限制估计的误差。这可以由方程(4)表示

其中，在一个实施例中，阈值＝0.005，其对应于215Hz。如下进行对软比特估计的频率误差校正：

$y_n=y_n+y_n^{\mathrm{Assit}1}\mathrm{n\Δ}{\mathrm{\ω}}_1+y_n^{\mathrm{Assit}2}{\mathrm{n\Δ\ω}}_2---\left(5\right)$

其在组合器611的输出并且在327作为软比特₀提供。

参考图7和图8，图示将讨论和描述根据一个或多个实施例的分别用于单和双天线系统的自适应MLSE的结构的视图。图7示出了SAIC(单天线)系统的自适应MLSE，其中，左手部分类似于图6中的结构650，并且根据其来操作。图8图示MAIC(多天线)系统的自适应MLSE，其中，左手部分类似于图6中的结构650、651。在各个实施例中的自适应MLSE被配置为一个或多个自适应前置滤波器(在图7中的701和在图8中的801)，所述自适应前置滤波器耦接到判决驱动的MLSE 703、803，所述判决驱动的MLSE 703、803包括自适应反馈滤波器705、805，并且在317提供软比特。注意，MLSE使用维特比算法或者格子结构(trellis)来从所有可能的序列确定最可能的存活序列，因此，将仅在已经处理了采样的一些部分后可以获得软比特。必要地，可以明白，在维特比格子搜索期间，对于每个存活者，复制一次在701、703和801、803中所示的结构。

在图7中，使用两个自适应前置滤波器707、709来配置自适应MLSE，其中，自适应前置滤波器707之一处理对应于与接收到的信号相关联的同相(I)和正交(Q)值的实数值信息的第一组合y_n ¹，并且其中，自适应前置滤波器709的另一个处理对应于同相值和正交值的实数值信息的第二组合y_n ^Asist1，所述同相值和正交值与接收到的信号相关联或对应于接收到的信号。两个前置滤波器的输出在组合器719与反馈滤波器705的输出组合在一起。图8是类似的，但是处理两个天线，因此第一天线的两个组合y_n ¹、y_n ^Asist1和第二天线的两个组合y_n ²、y_n ^Asist2分别由四个自适应前置滤波器807、809、811、813处理。这些滤波器的输出在组合器819与反馈滤波器805的输出组合在一起。

自适应MLSE被配置来分别使用系数适配器715、815适配所述一个或多个自适应前置滤波器以及自适应反馈滤波器的系数。对于每个突发，所述适配从表示为初始化条件或者向量717、817的恒定初始化条件开始。在一个或多个实施例中，通过两个系数、即K_l＝1来限定每个自适应前置滤波器，并且通过两个系数、即L_b＝2来限定自适应反馈滤波器。在使用由两个系数限定的滤波器的这种情况下，所述初始化向量可以是非零常数，并且所有其他元素等于0。对于图7，如果使用两个抽头滤波器，则分别对于滤波器707、709、505，适当的初始化向量是[1，0，0，0，0，0]。对于图8，对于滤波器807、809、811、813、805，对应的初始化向量是[1，0，0，0，0，0，0，0，0，0]。这些滤波器的每个将使用下述的规程根据判决反馈MLSE来适配。

显然，图8图示具有干扰消除的GMSK接收器，其包括：第一线性均衡器650，其被配置来耦接到来自第一天线的第一接收到的信号，并且提供第一软比特y_n ¹；第二线性均衡器651，其被配置来耦接到来自第二天线的第二接收到的信号，并且提供第二软比特y_n ²；以及自适应MLSE 801、803，其耦接到第一软比特和第二软比特，并且被配置来提供第三软比特(在317的软比特1)。参考图3和图6讨论的质量评估器可以耦接到第一和第二软比特，并且被配置来提供可以耦接到切换功能325的质量指示。所述切换功能耦接到对应于第一和第二软比特的第四软比特(组合器611的输出)，并且耦接到第三软比特，并且根据质量指示来控制，以提供对应于第四软比特和第三软比特的至少一个的输出软比特。

如上所述，图8的GMSK接收器的一些实施例可以包括频率纠错器(图6)，所述频率纠错器耦接到第一和第二线性均衡器，并且被配置来向切换功能提供第四软比特，其中，根据频率误差估计来补偿第四软比特，所述频率误差估计是从第一和第二软比特(它们是实数值信息)产生的。如上参考图3所述，线性组合器333可以耦接到第四软比特和第三软比特，并且被配置来向切换功能提供第四软比特和第三软比特的线性组合。在一些实施例中，所述线性组合是根据所述质量指示的。在线性组合器提供软比特的组合的情况下，图3的切换功能也可以连接到所述组合器，并且根据质量指示来控制，以提供从第四软比特、第三软比特和所述组合选择的输出软比特。

现在首先参考图7的单天线(SAIC)系统来讨论用于获得自适应MLSE的系数的适配过程，稍后，所述讨论将被扩展到图8的双天线系统。SAIC线性均衡器的输出是y_n ¹，并且如果没有频率误差，则这是对应于来自天线1的突发的软比特。另一个信号y_n ^Assit1是产生用于软比特y_n ¹的频率纠错或者补偿的辅助信号。一般地，软比特信号y_n ¹没有残余符号之间干扰(ISI)。紧接在y_n ¹之后的判决反馈均衡器或者判决反馈MLSE在这些情况下通常不提供任何附加的性能增益。为了使用MLSE来进一步去除在y_n ¹中的噪声，可以将特定的ISI引入到y_n ¹中。

在判决反馈均衡器或者判决反馈MLSE 703之前的前置滤波器{f_1，0， ^(n-1)…，f_1，K-1 ^(n-1)}用于特定的ISI引入到y_n ¹中的目的。可以将b_l ^n-1，n＝0，1，…，L_b当作所引入的残余CPR。为了实现那个目的，使用{1，0…，0}来初始化{f_1，0， ^(n-1)…，f_1，K-1 ^(n-1)}，使用{0，…，0}来初始化{f_{Assit1，0，} ^(n-1)…，f_Assit1，K-1 ^(n-1)}，并且使用全0来初始化{b_l ^n-1，n＝0，1，…，L_b}。然后，使用软比特y_n ¹和y_n ^Assit1来使适配过程运行，所述软比特y_n ¹和y_n ^Assit1对应于训练序列(n＝+/-14)，并且使用来自软比特y_n ¹的已知训练序列I_n而不是硬判决

来驱动自适应判决反馈均衡器。如果前置滤波器{f_1，0， ^(n-1)…，f_1，K-1 ^(n-1)}被认为是SAIC线性均衡器{W₁，W₂}的一部分，则这个自适应训练过程可以被认为使用前置滤波器{f_1，0， ^(n-1)…，f_1，K-1 ^(n-1)}来变形SAIC线性均衡器{W₁，W₂}，以便所述软比特具有残余的ISI，并且残余的ISI具有最小相位形状(phase shape)，因此，可以应用判决反馈MLSE来进一步增强性能。

在已经使用训练序列I_n来训练自适应判决反馈均衡器后，训练的滤波系数：

$\{f_{\mathrm{1,0},}^{(n-1)}\·\·\·,f_{1,K-1}^{(n-1)}\},\{f_{\mathrm{Assit}\mathrm{1,0},}^{(n-1)}\·\·\·,f_{\mathrm{Assit}1,K-1}^{(n-1)}\},\{b_{1,}^{(n-1)}\·\·\·,b_{L_b}^{(n-1)}\}$

将被用作用于每个存活者的以下基于每个存活者的自适应判决反馈MLSE。除了引入用于判决反馈MLSE的残余ISI之外，{f_1，0， ^(n-1)…，f_1，K-1 ^(n-1)}，{f_{Assit1，0，} ^(n-1)…，f_Assit1，K-1 ^(n-1)}也用于补偿由于衰落和LO误差导致的幅度衰减和相位旋转。如下给出在自适应判决反馈均衡器中的关键方程：

$e_n=\{\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_{n-k}^1{f}_{1,k}^{(n-1)}+\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_{n-k}^{\mathrm{Assit}1}{f}_{\mathrm{Assit}1,k}^{(n-1)}+\underset{l=1}{\overset{L_b}{\mathrm{\Σ}}}{b}_l^{(n-1)}{\hat{I}}_{(n-l)}\}-{\hat{I}}_{\left(n\right)}---\left(6\right)$

其中，

n＝-∞，…，n是迄今可以获得的估计信息序列。方程(6)是组合器719的输出减去来自判决功能721的当前比特的表达。每个存活者向系数适配器报告e_n和

系数适配器执行适配，并且向适当的滤波器提供生成的系数。

以矩阵形式，可以将方程(6)写为：

$e_n={\hat{I}}_n-C^{\′}\left(n\right)Y\left(n\right)---\left(7\right)$

其中

$C\left(n\right)=\left[\begin{array}{c}{f}_{1,K-1}^{(n-1)}\\ .\\ .\\ .\\ f_{\mathrm{1,0}}^{(n-1)}\\ f_{\mathrm{Asist}1,K-1}^{(n-1)}\\ .\\ .\\ .\\ f_{\mathrm{Asist},K}^{(n-1)}\\ b_1^{(n-1)}\\ .\\ .\\ .\\ b_{L_b}^{(n-1)}\end{array}\right]$ 和 $Y\left(n\right)=\left[\begin{array}{c}{y}_{n-K+1}^1\\ .\\ .\\ .\\ y_n\\ y_{n-K+1}^{\mathrm{Assit}1}\\ .\\ .\\ .\\ y^n\\ {\hat{I}}_{n-1}\\ .\\ .\\ .\\ {\hat{I}}_{n-L_b}\end{array}\right]---\left(8\right)$

可以通过LMS方法或者RLS方法来更新C(n)。使用LMS方法，将C(n)更新如下：

C(n+1)＝C(n)+βe_nY^*(n)              (9)

其中，β控制跟踪速度。使用RLS方法，将C(n)更新如下：

μ_n＝Y′(n)P(n-1)Y^*(n)

$K\left(n\right)=\frac{1}{\mathrm{\β}+\mathrm{\μ}\left(t\right)}P(n-1)Y^{*}\left(n\right)---\left(10\right)$

$P\left(n\right)=\frac{1}{\mathrm{\β}}[P(n-1)-K\left(n\right)Y^{\′}\left(n\right)P(n-1)]$

C(n)＝C(n-1)+K(n)e_n

对于SAIC系统讨论的构思可以容易地扩展到MAIC接收器。所述关键方程如下：

$e_n=\{\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_{n-k}^1{f}_{1,k}^{(n-1)}+\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_{n-k}^{\mathrm{Assit}1}{f}_{\mathrm{Assit}1,k}^{(n-1)}+\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_{n-k}^2{f}_{1,k}^{(n-1)}+\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_{n-k}^{\mathrm{Assit}2}{f}_{\mathrm{Assit}1,k}^{(n-1)}+\underset{l=1}{\overset{L_b}{\mathrm{\Σ}}}{b}_l^{(n-1)}{\hat{I}}_{(n-l)}\}-{\hat{I}}_{\left(n\right)}---\left(11\right)$

以矩阵形式，可以将方程(11)写为：

$e_n={\hat{I}}_n-C^{\′}\left(n\right)Y\left(n\right)---\left(12\right)$

其中

和

可以通过LMS方法或者RLS方法来更新C(n)。使用LMS方法，将C(n)更新如下：

C(n+1)＝C(n)+βe_nY^*(n)                        (14)

其中，β控制跟踪速度。使用RLS方法，将C(n)更新如下；

μ_n＝Y′(n)P(n-1)Y^*(n)

$K\left(n\right)=\frac{1}{\mathrm{\β}+\mathrm{\μ}\left(t\right)}P(n-1)Y^{*}\left(n\right)---\left(15\right)$

$P\left(n\right)=\frac{1}{\mathrm{\β}}[P(n-1)-K\left(n\right)Y^{\′}\left(n\right)P(n-1)]$

C(n)＝C(n-1)+K(n)e_n

参考图9，将讨论和描述图示根据一个或多个实施例接收包括干扰消除的GMSK信号的方法的代表性实施例的流程图。图9示出了可以通过如上所述的设备的一个或多个或者具有类似功能的其他设备来实施的方法。所图示的方法仅涵盖了如上所述的过程的一些，并且在一定程度上具有查看这些过程的一些的性质。可以明白，图9的方法可以包括另外的过程，诸如如上所述的那些的一个或多个。

在图9中的方法以从线性均衡器提供第一软比特开始，所述线性均衡器耦接到接收信号901(参见例如图3的309 311)。然后，响应于第一软比特，从自适应最可能序列估计器(MLSE)903(参见例如图3的315，317)提供第二软比特，其中，提供第二软比特可以进一步包括使用自适应前置滤波器(参见例如图7的701)来滤波第一软比特，以向判决反馈MLSE(参见例如图7的703)提供滤波的信号，所述判决反馈MLSE包括自适应反馈滤波器。在给出第二和第一软比特的情况下，905示出了组合第一软比特和第二软比特以提供第三软比特(参见例如图3的333，335)。在907评估质量指示，或者具体地，907示出了响应于第一软比特来评估突发质量度量(参见例如图3的321 323)。所述处理在909结束，并且响应于突发质量度量来选择第一软比特、第二软比特和第三软比特之一来提供输出软比特(参见例如图3的325)。

虽然未具体地示出，具有自适应前置滤波器和自适应反馈滤波器的自适应MLSE需要实现自适应前置滤波器和自适应反馈滤波器的适配。在一个或多个实施例中的适配包括利用恒定的预定向量来初始化自适应前置滤波器和自适应反馈滤波器。在可以被包括但是未具体示出的各个其他过程中，有例如根据突发质量度量、频率纠错和所述方法到MAIC系统的扩展的组合。

应该明白，可以在一个或多个集成电路中实现上述的功能和结构。例如，可以在具有适当能力的数字信号处理器中实现许多或者全部所述功能。使用在此讨论和描述的技术和构思显著地改善了在GMSK接收器中的干扰消除，特别是对于中等和各种形式的干扰。

本公开意欲解释如何形成和使用根据本发明的各个实施例，而不是限定真实的、预期的以及公平的范围及其精神。前述说明不意欲是排它性的，或者将本发明限于所公开的精确的形式。基于上述教导，修改或者改变是可能的。选择和描述所述一个或多个实施例以提供本发明及其实际应用的原理的最佳说明，并且使得本领域内的技术人员能够使用在各个实施例中并且具有适合于所考虑的具体用途的各种修改的本发明。所有这样的修改和改变在由所附的权利要求及其所有等同物确定的本发明的范围中，所附的权利要求可以在专利申请的待决期间被修改，其中，所述所附的权利要求及其所有等同物根据它们被公平地、合法地和公正地授权的范围来解释。

Claims (21)

1.一种具有干扰消除的高斯最小频移键控(GMSK)接收器，包括：

线性均衡器，被配置为耦接到来自第一天线的接收到的信号，并且提供第一软比特；

自适应最可能序列估计器(MLSE)，耦接到所述第一软比特，并且被配置为提供第二软比特；

质量评估器，耦接到所述第一软比特，并且被配置为提供质量指示；以及

切换功能，耦接到所述线性均衡器和所述自适应MLSE，并且根据所述质量指示来控制以提供对应于所述第一软比特和所述第二软比特的至少一个的输出软比特。

2.根据权利要求1所述的GMSK接收器，进一步包括频率纠错器，所述频率纠错器耦接到所述线性均衡器，并且被配置为向所述切换功能提供根据频率误差估计补偿的所述第一软比特。

3.根据权利要求2所述的GMSK接收器，其中，所述频率纠错器被配置为从作为实数值信息的所述第一软比特产生所述频率误差估计。

4.根据权利要求1所述的GMSK接收器，进一步包括组合器，所述组合器耦接到所述第一软比特和所述第二软比特，并且被配置为提供所述第一软比特和所述第二软比特的组合，所述组合耦接到所述切换功能。

5.根据权利要求4所述的GMSK接收器，其中，所述组合器是线性组合器，并且被配置为提供所述第一软比特和所述第二软比特的线性组合，所述线性组合根据所述质量指示来确定。

6.根据权利要求1所述的GMSK接收器，其中，所述切换功能进一步耦接到所述第一软比特和所述第二软比特的线性组合，并且根据所述质量指示来控制以提供从所述第一软比特、所述第二软比特和所述线性组合选择的软比特。

7.根据权利要求1所述的GMSK接收器，其中，所述自适应MLSE进一步被配置为一个或多个自适应前置滤波器，所述一个或多个自适应前置滤波器耦接到包括自适应反馈滤波器的判决驱动的MLSE。

8.根据权利要求7所述的GMSK接收器，其中，所述自适应MLSE进一步被配置为两个自适应前置滤波器，所述两个自适应前置滤波器中的一个自适应前置滤波器处理对应于与所述接收到的信号对应的同相值和正交值的实数值信息的第一组合，第二自适应滤波器处理对应于与所述接收到的信号对应的同相值和正交值的实数值信息的第二组合。

9.根据权利要求7所述的GMSK接收器，其中，所述自适应MLSE进一步被配置为从恒定的初始化条件开始适配用于所述一个或多个自适应前置滤波器和所述自适应反馈滤波器的系数。

10.根据权利要求9所述的GMSK接收器，其中，所述一个或多个自适应前置滤波器每个由两个系数限定，并且所述自适应反馈滤波器由两个系数限定，这些系数分别由恒定的初始化向量初始化，所述恒定的初始化向量包括等于非零常数的第一元素和等于零的所有其他元素，并且其中，这些滤波器根据判决反馈MLSE适配。

11.根据权利要求1所述的GMSK接收器，进一步包括其他线性均衡器，所述其他线性均衡器被配置为耦接到来自第二天线的接收到的信号，并且提供另外的软比特，其中，所述质量评估器进一步耦接到所述第一软比特和所述另外的软比特的组合，并且被配置为基于所述组合提供质量指示。

12.一种具有干扰消除的高斯最小频移键控(GMSK)接收器，包括：

第一线性均衡器，配置为耦接到来自第一天线的第一接收到的信号，并且提供第一软比特；

第二线性均衡器，配置为耦接到来自第二天线的第二接收到的信号，并且提供第二软比特；

自适应估计器，耦接到所述第一软比特和所述第二软比特，并且被配置为提供第三软比特；

质量评估器，耦接到所述第一和所述第二软比特，并且被配置为提供质量指示；以及

切换功能，耦接到第四软比特和所述第三软比特，并且根据所述质量指示来控制以提供对应于所述第四软比特和所述第三软比特的至少一个的输出软比特，所述第四软比特对应于所述第一和所述第二软比特。

13.根据权利要求12所述的GMSK接收器，进一步包括频率纠错器，所述频率纠错器耦接到所述第一和第二线性均衡器，并且被配置为向所述切换功能提供所述第四软比特，所述第四软比特根据频率误差估计来补偿，其中，所述频率误差估计从作为实数值信息的所述第一和所述第二软比特产生。

14.根据权利要求12所述的GMSK接收器，进一步包括线性组合器，所述线性组合器耦接到所述第四软比特和所述第三软比特，并且被配置为向所述切换功能提供所述第四软比特和所述第三软比特的线性组合，所述线性组合根据所述质量指示来确定。

15.根据权利要求12所述的GMSK接收器，所述切换功能进一步耦接到所述第四软比特和所述第三软比特的线性组合，并且根据所述质量指示来控制以输出从所述第四软比特、所述第三软比特和所述线性组合选择的软比特。

16.根据权利要求12所述的GMSK接收器，其中，所述自适应估计器是自适应最可能序列估计器(MLSE)，所述自适应估计器进一步被配置为具有一个或多个自适应前置滤波器，所述一个或多个自适应前置滤波器耦接到包括自适应反馈滤波器的判决驱动的MLSE。

17.根据权利要求16所述的GMSK接收器，其中，所述一个或多个自适应前置滤波器包括第一对自适应前置滤波器和第二对自适应前置滤波器，所述第一对自适应前置滤波器耦接到对应于所述第一软比特的同相和正交值的实数值信息的不同组合，所述第二对自适应前置滤波器耦接到对应于所述第二软比特的同相和正交值的实数值信息的不同组合。

18.根据权利要求17所述的GMSK接收器，其中，所述自适应MLSE进一步被配置为从恒定的初始化向量开始适配用于所述第一和所述第二对自适应前置滤波器和所述自适应反馈滤波器的系数，并且根据判决反馈MLSE来适配。

19.一种用于接收高斯最小频移键控(GMSK)信号的方法，所述方法包括干扰消除，所述方法包括：

从线性均衡器提供第一软比特，所述线性均衡器耦接到接收信号；

然后响应于所述第一软比特从自适应最可能序列估计器(MLSE)提供第二软比特；

组合所述第一软比特和所述第二软比特以提供第三软比特；

响应于所述第一软比特来评估突发质量度量；以及

响应于所述突发质量度量来选择所述第一软比特、所述第二软比特和所述第三软比特中的一个，以提供输出软比特。

20.根据权利要求19所述的方法，其中，提供所述第二软比特进一步包括：使用自适应前置滤波器来滤波所述第一软比特，以向包括自适应反馈滤波器的判决反馈MLSE提供滤波的信号。

21.根据权利要求20所述的方法，进一步包括所述自适应前置滤波器和所述自适应反馈滤波器的适配，其中，所述适配进一步包括利用恒定的预定向量来初始化所述自适应前置滤波器和所述自适应反馈滤波器。

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