CN101783654B - 一种高增益宽带射频低噪声放大器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高增益宽带射频低噪声放大器。射频信号经电感L0输入MOS管NM2的栅极，NM2的漏极通过电阻R7与电源Vdd连接，NM2的源极接地，电容C8两端分别与NM2的栅极和漏极连接，NM2的漏极通过电容C9与MOS管NM1的栅极连接，NM1的漏极通过串联的电感L1和电阻R0与电源Vdd连接，NM1的源极接地，电容R1两端分别与NM1的栅极和漏极连接，电阻R2两端分别与NM1的栅极和源极连接，MOS管NM0的栅极与漏极短接，电阻R8两端分别与NM2和NM0的栅极连接，NM0的漏极经电阻R5与电源Vdd连接，NM0的源极接地，电容C2两端分别与NM0的栅极与源极连接。本发明在输入匹配、增益、噪声等方面具有一定的优势，而且由于使用的电感数远少于传统的放大器，芯片面积得到了显著的减小。

Description

一种高增益宽带射频低噪声放大器

技术领域

本发明涉及放大器，尤其涉及一种高增益宽带射频低噪声放大器。

背景技术

近年来，随着无线通信和微电子技术的蓬勃发展，无线通信的用户特别是无线手机用户迅猛增长，这对现代通信提出了更高的要求，特别是第三代移动通信技术，其核心业务不再局限于语音、图像，而是更高要求的多媒体业务。这就要求通信系统的容量不断扩大，信息的可靠性和安全性不断提高，致使通信频段越来越拥挤。为了改变这种局面，人们提出了各种技术来提高频谱的利用效率。如采用新的宽带数字传输技术(如OFDM，WCDMA)以提高信息的传输效率和可靠性，高效的数字调制技术(如QPSK和64QAM等)以达到更广泛的信道空间分配。由于这些技术的信息传输都朝着大容量、多载波、多电平、宽频带和较高峰均比的方向发展，这对功率放大器提出了非常高的要求。而为了降低通信运营商的运营成本，减小冷却成本，易于热控制，就要求提高功率放大器的效率；为了减小功率放大的级数和功率管的使用数量，以更低的功率进行驱动，降低成本，就要求提高功率放大器的增益；为了增加通信基站的覆盖范围，减小固定区域内所需要设置的基站以节约成本，同时减小电路的尺寸和重量，就要求提高功率放大器的输出功率。所有的这些问题，都对功率放大器的设计提出了新的要求。

宽带射频通信要求能同时拥有高数据传输率和低功耗的特点，而宽带设计的关键问题是在一个很宽的带宽范围内保持输入匹配。另一方面，宽带运营网络对带内外的无用信号更敏感，所以宽带接收器的线性性变得更加重要。低噪声功率放大器(LNA)是宽带系统中经常用到的单元，尤其是在无线接收机当中，从天线馈入的微弱小信号要通过LNA进行放大，再拿到后级进行处理，其性能直接影响到接收机的整体性能。因此设计一个大带宽的LNA是无线系统设计中非常重要的环节。不同的输入匹配方法导致了LNA结构的不同，传统的输入匹配方式有电感匹配、直接电阻匹配、并联电阻反馈匹配、共栅匹配等，但它们均无法保证在宽带频段上的输入匹配。宽带工作频率对于电路的增益也是一个挑战，因为电路设计中由于增益带宽积的限制，带宽和增益需要相互折衷。同时，小信号传输需要系统的噪声系数NF(noise figure)也要达到系统的要求，而输入匹配和噪声系数之间也存在着重要的折衷。这些都是目前宽带LNA设计存在的难点

发明内容

本发明的目的是为了克服已有技术的不足之处，提供了一种高增益宽带射频低噪声放大器。

高增益宽带射频低噪声放大器中，射频信号经电感L0输入MOS管NM2的栅极，MOS管NM2的漏极通过电阻R7与电源Vdd连接，MOS管NM2的源极接地，电容C8两端分别与MOS管NM2的栅极和漏极连接，MOS管NM2的输出通过电容C9与第二阶放大器MOS管NM1的栅极连接，MOS管NM1的漏极通过串联的电感L1和电阻R0与电源Vdd连接，MOS管NM1的源极接地，电容R1两端分别与MOS管NM1的栅极和漏极连接，电阻R2两端分别与MOS管NM1的栅极和源极连接，MOS管NM0的栅极与漏极短接，MOS管NM0的栅极与电阻R8连接后作参考电压Vbias，与MOS管NM2的栅极连接，MOS管NM0的漏极经电阻R5与电源Vdd连接，MOS管NM0的源极接地，电容C2两端分别与MOS管NM0的栅极与源极连接。

本发明的放大器指标为：工作带宽在2.3～3.8GHz，输入反射系数S11小于-9.34dB，达到了匹配要求；功率增益(S21)为12.6dB～14.2dB，波动范围只有1.6dB；在整个频带范围内噪声系数NF为2.39dB～2.59dB，输入1dB压缩点为-4.2dBm，输入三阶截点IIP3为-24.6dBm，如图2所示版图面积为0.356mm2(0.99mm×0.36mm)。本发明在输入匹配、功率增益、噪声等方面具有一定的优势，而且由于使用的电感数远少于传统的放大器，芯片面积得到了显著的减小。

附图说明

图1为高增益宽带射频低噪声放大器电路图；

图2为本发明的射频低噪声放大器的版图；

图3为本发明的放大器输入匹配的小信号等效原理图；

图4为本发明的放大器输入匹配简化成等效模型的过程原理图；

图5(a)为本发明的放大器第一阶小信号等效电路原理图；

图5(b)为放大器的第二阶小信号等效电路原理图。

具体实施方式

如图1所示，高增益宽带射频低噪声放大器中，射频信号经电感L0输入MOS管NM2的栅极，MOS管NM2的漏极通过电阻R7与电源Vdd连接，MOS管NM2的源极接地，电容C8两端分别与MOS管NM2的栅极和漏极连接，MOS管NM2的输出通过电容C9与第二阶放大器MOS管NM1的栅极连接，MOS管NM1的漏极通过串联的电感L1和电阻R0与电源Vdd连接，MOS管NM1的源极接地，电容R1两端分别与MOS管NM1的栅极和漏极连接，电阻R2两端分别与MOS管NM1的栅极和源极连接，MOS管NM0的栅极与漏极短接，MOS管NM0的栅极与电阻R8连接后作参考电压Vbias，与MOS管NM2的栅极连接，MOS管NM0的漏极经电阻R5与电源Vdd连接，MOS管NM0的源极接地，电容C2两端分别与MOS管NM0的栅极与源极连接。

高增益的宽带射频低噪声放大器中，射频信号进入一阶放大器，采用米勒效应产生的等效串联电容、电阻来实现与一阶放大器晶体管栅极相连的电感的匹配，在保证高线性度要求下进行部分放大。第一阶引进了混合半导体技术中常用的宽带匹配方法-利用米勒效应来产生等效串联电容和电阻来和连接到晶体管栅级的电感匹配，并对射频信号初步放大。这种RCL串联结构能得到理想的宽带匹配，但电路的品质因数Q会因此降低，电路中存在一个1nH左右的小电感和一个大电容(电容值取决于中心匹配频率)。由于输入级只使用了一个小电感，所以能有效地减小LNA的面积。根据噪声级联公式可知，前级噪声对总噪声的贡献最大，所以在这里主要从电源电阻、集成电感损失、晶体管NM2的沟道噪声等几个方面来降低放大器的噪声。第二阶对射频信号进行进一步的放大，同时抑制放大器的噪声。MOS管NM0，电容C2，电阻R5，R8组成的偏置电路决定了参考电压的大小，影响放大器的工作点和增益。

本发明提出的宽带射频低噪声放大器的详细说明如下：

本发明提出的射频放大器包括三部分：第一阶放大电路，第二阶放大电路和偏置电路，各部分的具体结构和连接关系前面已经说明，这里不再重复。

将LNA的输入匹配部分抽取出来，并化为小信号等效电路如图3所示。从电容Cgd1往后看电路，则这部分的阻抗

$Z=\frac{s{R}_1(C_{\mathrm{gd}1}+C_{\mathrm{load}})+1}{s{C}_{\mathrm{gd}1}(s{R}_1{C}_{\mathrm{load}}+1+g_{m1}{R}_1)}$

$=\frac{C_{\mathrm{gd}1}+C_{\mathrm{load}}}{C_{\mathrm{gd}1}\·C_{\mathrm{load}}}\frac{s+\frac{1}{R_1(C_{\mathrm{gd}1}+C_{\mathrm{load}})}}{s(s+\frac{1+g_{m1}{R}_1}{R_1{C}_{\mathrm{load}}})}.---\left(1\right)$

令

$A_v=1+g_{m1}{R}_1;a=\frac{1}{R_1(C_{\mathrm{gd}1}+C_{\mathrm{load}})}.$

$b=\frac{A_v}{R_1{C}_{\mathrm{load}}}.---\left(2\right)$

$C_{\mathrm{tot}}=\frac{C_{\mathrm{gd}1}+C_{\mathrm{load}}}{C_{\mathrm{gd}1}\·C_{\mathrm{load}}}.$

则式(1)可以简化为

$Z=C_{\mathrm{tot}}\frac{s+a}{s(s+b)}$

$=\frac{1}{\frac{s}{C_{\mathrm{tot}}}+\frac{\text{1}}{\frac{C_{\mathrm{tot}}}{b-a}+\frac{a\·C_{\mathrm{tot}}}{s(b-a)}}}.---\left(3\right)$

等效模型如图4所示，其阻抗

$Z^{\′}=\frac{1}{\frac{s}{C_1}+\frac{1}{R+\frac{1}{s{C}_2}}}.---\left(4\right)$

可以发现Z′和等式3有相同的形式，所以可以令

$C_1=\frac{1}{C_{\mathrm{tot}}};R=\frac{C_{\mathrm{tot}}}{b-a};C_2=\frac{b-a}{a{C}_{\mathrm{tot}}}.---\left(5\right)$

就可以得到输入阻抗Z_in的表达式

$\mathrm{Zin}=\frac{1+s{C}_{2}R}{s(C_2+C_m)+s^2{C}_{2}R{C}_m}$

$\≈\frac{1+s{C}_{2}R}{s(C_2+C_m)}+\frac{C_{2}R}{C_2+C_m}.---\left(6\right)$

其中C_m＝C₁+C_gs1，所以输入匹配网络仅由L_g，C_g和R_g组成

$C_g=C_2+C_m=\frac{b-a}{a{C}_{\mathrm{tot}}}+\frac{1}{C_{\mathrm{tot}}}+C_{\mathrm{gs}1}---\left(7\right)$

＝A_vC_gd1+C_gs1.

$R_g=\frac{C_{2}R}{C_2+C_m}=\frac{R_1(1+\frac{C_{\mathrm{gd}1}}{C_{\mathrm{load}}})}{\frac{C_{\mathrm{gs}}}{C_{\mathrm{load}}}+A_v\frac{C_{\mathrm{gd}1}}{C_{\mathrm{load}}}}---\left(8\right)$

$\≈\frac{1+\frac{C_{\mathrm{load}}}{C_{\mathrm{gd}1}}}{g_m}.$

根据上述等式，可以通过调节R₁，g_m和C_load对C_gd1的比例来使得R_g接近50欧姆，而C_g即为和C_gs1并联的米勒效应电容。

把LNA两级电路简化为小信号等效模型，如图5(a)所示，第一级的增益表达式为

$G_{v1}=\frac{V_g}{V_s}\frac{s{C}_{\mathrm{gd}1}-g_{m1}}{s(C_{\mathrm{gd}1}+C_{\mathrm{load}})+1/R_1}---\left(9\right)$

$=\frac{R_g+1/s{C}_g}{R_g+1/s{C}_g+s{L}_g}\frac{s{C}_{\mathrm{gd}1}-g_{m1}}{s(C_{\mathrm{gd}1}+C_{\mathrm{load}})+1/R_1}.$

在共振频率处

$G_{v1}=(1-\mathrm{jQ})\frac{(s{C}_{\mathrm{gd}1}-g_{m1})}{s(C_{\mathrm{gd}1}+C_{\mathrm{load}})+1/R_1}.---\left(10\right)$

令Q＝1，并忽略电容的影响，则等式10中的直流增益

$G_{v1}=-\sqrt{2}{g}_{m1}{R}_1.---\left(11\right)$

如图5(b)所示，第二级的增益表达式为

$G_{v2}=\frac{s{C}_{\mathrm{gd}2}+G_f-g_{m2}}{s(C_{\mathrm{gd}2}+G_f+C_L)+1/(R_2+s{L}_2)}---\left(12\right)$

$=\frac{-g_{m2}(R_2+s{L}_2)}{s{C}_L(R_2+s{L}_2)+1}.$

从等式11和等式12可知，LNA的总增益的表达式为

$G_v=G_{v1}{G}_{v2}$

$=\frac{\sqrt{2}{g}_{m1}{g}_{m2}{R}_1(R_2+s{L}_2)}{(1+\mathrm{sR}{C}_{\mathrm{load}})[s{C}_L(R_2+s{L}_2)+1]}.---\left(13\right)$

根据噪声级联公式可知，前级噪声对总噪声的贡献最大，所以在这里主要考虑电源电阻、集成电感损失、晶体管NM2的沟道噪声等几个方面，并忽略体效应、沟道长度调制效应、寄生电容等参数后，得到输出噪声的表达式

$\stackrel{\‾}{V_{n,\mathrm{out}}^2}=(\stackrel{\‾}{i_{n,R_1}^2}+\stackrel{\‾}{i_{n,M1}^2})R_2^2$

$+(\stackrel{\‾}{V_{n,R_s}^2}+\stackrel{\‾}{V_{n,L_g}^2}){\left(\sqrt{1+Q^2}{g}_{m1}{g}_{m2}{R}_1{R}_2\right)}^2---\left(14\right)$

$+\stackrel{\‾}{V_{n,R_1}^2}{\left(g_{m2}{R}_2\right)}^2.$

所以噪声系数F的表达式为

$F=[(\stackrel{\‾}{i_{n,R_2}^2}+\stackrel{\‾}{i_{n,M2}^2})R_2^2$

$+(\stackrel{\‾}{V_{n,R_s}^2}+\stackrel{\‾}{V_{n,L_g}^2}){\left(\sqrt{1+Q^2}{g}_{m1}{g}_{m2}{R}_1{R}_2\right)}^2$

$+(\stackrel{\‾}{v_{n,R_1}^2}+\stackrel{\‾}{i_{n,M1}^2}{R}_1^2){\left(g_{m2}{R}_2\right)}^2]$

$/\left[\stackrel{\‾}{v_{n,R_s}^2}{\left(\sqrt{1+Q^2}{g}_{m1}{g}_{m2}{R}_1{R}_2\right)}^2\right]$

$\≈1+\frac{R_g}{R_s}+\frac{R_1}{R_s}\frac{1}{(1+Q^2){\left(g_{m1}{R}_1\right)}^2}$

$+\frac{1}{3g_{m1}{R}_s}.$

通过正确设置各个器件的尺寸大小，本发明的低噪声放大器可以实现在2.3～3.8GHz的带宽内输入匹配＜-9.3dB，功率增益＞12.6dB，噪声系数＜2.6dB的指标要求，版图面积为0.356mm2，远小于传统的同类设计。

Claims (1)

1.一种高增益宽带射频低噪声放大器，其特征在于：射频信号经电感L0输入MOS管NM2的栅极，MOS管NM2的漏极通过电阻R7与电源Vdd连接，MOS管NM2的源极接地，电容C8两端分别与MOS管NM2的栅极和漏极连接，MOS管NM2的输出通过电容C9与第二阶放大器MOS管NM1的栅极连接，MOS管NM1的漏极通过串联的电感L1和电阻R0与电源Vdd连接，MOS管NM1的源极接地，电阻R1两端分别与MOS管NM1的栅极和漏极连接，电阻R2两端分别与MOS管NM1的栅极和源极连接，MOS管NM0的栅极与漏极短接，电阻R8的一端与MOS管NM0的栅极相连，电阻R8的另一端与参考电压Vbias相连，参考电压Vbias与MOS管NM2的栅极连接，MOS管NM0的漏极经电阻R5与电源Vdd连接，MOS管NM0的源极接地，电容C2两端分别与MOS管NM0的栅极与源极连接。 

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