CN101783611B - 分裂电感三电平光伏并网逆变器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种分裂电感三电平光伏并网逆变器及其控制方法，属于电力电子变换器技术领域。该逆变器包括电源电路(A)和第一及第二逆变支路(B、C)，电源电路(A)由直流电源和两个分压电容构成，第一及第二逆变支路(B、C)均是由功率二极管、分裂电感和两个功率开关管构成，该逆变器根据容量需求还可扩展为三相电路结构，其原理跟单相结构相同；该逆变器的控制方法包括两部分，即逆变器侧电感电流的变滞环宽定频控制和高频开关驱动信号的提前关闭。本发明在单极性PWM调制方式下工作时不产生高频漏电流，不存在桥臂直通危险，所有功率开关管和二极管的电压应力均等于或小于输入电压的一半。

Description

分裂电感三电平光伏并网逆变器及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种逆变器，尤其涉及一种分裂电感三电平非隔离光伏并网逆变器及其控制方法，属于电力电子变换器技术领域。

背景技术

能源危机和环境恶化使得世界各国积极开发包括光伏、风能等可再生能源。随着光伏发电的普及利用，适用于太阳能阵列与电网并联的逆变器拓扑及控制方法得到广泛的研究。非隔离型光伏并网逆变器拥有效率高、体积小、重量轻和成本低等优势，但由于电池板对地寄生电容的存在，使得并网逆变器开关器件的开关动作可能产生高频时变电压作用在寄生电容之上，由此诱发的漏电流可能超出允许范围。高频漏电流的产生会带来传导和辐射干扰、进网电流谐波及损耗的增加，甚至危及设备和人员安全。另外一个关键问题就是逆变器的可靠性，传统桥式结构存在桥臂直通的危险，成为降低光伏并网系统可靠性的杀手。

二极管箝位三电平变换器拓扑在非隔离型光伏并网逆变器中得到广泛认可。这主要是因为二极管箝位三电平逆变器具有弥补无隔离变压器带来的漏电流和进网直流分量问题的结构优势。然而，与其它桥式逆变器一样，二极管箝位三电平逆变器的桥臂同样存在直通的危险，其工作可靠性仍有待提升。

双降压式半桥逆变器拥有防桥臂直通的结构优势，其续流二极管可优化选取，并可采用半周期工作方式降低导通损耗，但它只能工作于双极性调制方式，且器件的电压应力大。针对双降压式半桥逆变器的缺点，引入多电平技术可以使其工作在单极性调制方式并成倍降低器件电压应力。专利CN 100431255C将双降压式半桥逆变器中的功率开关管用二极管箝位型三电平开关单元替代，得到了三电平双降压式半桥逆变器的主电路拓扑，该电路拓扑虽然降低了功率开关管的电压应力，但其桥臂续流二极管仍承受输入电压，不适合较高电压输入场合的应用，虽然可以进一步通过引入二极管箝位型三电平二极管单元替代，但这样会使得电路结构更加复杂。

发明内容

本发明要解决的技术问题是：针对背景技术中并网逆变器存在的缺陷，而提出一种电路结构简单、可靠性高的分裂电感三电平光伏并网逆变器及其控制方法。

本发明的分裂电感三电平光伏并网逆变器，包括电源电路，该电源电路包括直流电源、第一分压电容和第二分压电容，直流电源的正极连接第一分压电容的正端，直流电源的负极连接第二分压电容的负端，第一分压电容的负端连接第二分压电容的正端并接地，该逆变器还包括第一逆变支路和第二逆变支路，其中：第一逆变支路包括第一功率开关管、第二功率开关管、第一功率二极管和第一分裂电感，第一功率开关管的漏极连接第一分压电容的正端，第一功率开关管的源极分别连接第二功率开关管的漏极和第一功率二极管的阴极，第二功率开关管的源极连接第一分裂电感的一端；第二逆变支路包括第三功率开关管、第四功率开关管、第二功率二极管和第二分裂电感，第四功率开关管的源极连接第二分压电容的负端，第四功率开关管的漏极分别连接第三功率开关管的源极和第二功率二极管的阳极，第三功率开关管的漏极连接第二分裂电感的一端，第二功率二极管的阴极分别连接第一功率二极管的阳极、第一分压电容的负端及第二分压电容的正端并接地，第二分裂电感的另一端与第一分裂电感的另一端连接构成该逆变器的输出端并接入电网后接地。

基于上述分裂电感三电平光伏并网逆变器的控制方法，包括如下内容：

I.逆变器侧电感电流的变滞环宽定频控制

变滞环宽度h由电网电压u_g和直流电源输出电压U_pv的瞬时值实时计算；

在电网电压u_g的正半周采用第一分裂电感电流i_L1进行变滞环宽定频滞环电流控制，第一功率开关管按PWM方式高频动作，第二功率开关管长通，第三功率开关管和第四功率开关管长断；

在电网电压u_g的负半周采用第二分裂电感电流i_L2进行变滞环宽定频滞环电流控制，第四功率开关管按PWM方式高频动作，第三功率开关管长通，第一功率开关管和第二功率开关管长断；

II.高频开关驱动信号的提前关闭

在电网电压u_g的正半周，第一功率开关管的高频驱动信号在电网电压u_g过零之前关闭；

在电网电压u_g的负半周，第四功率开关管的高频驱动信号在电网电压u_g过零之前关闭。

本发明以半桥型非隔离光伏并网逆变器为基础，在保留半桥型电路结构的优良漏电流特性的同时，引入双降压式半桥逆变器防止直通的结构优势，实现了电路结构的简化和高可靠性；通过采用滞环电流控制技术和高频开关信号的提前关闭，保证了电流通路切换的安全性；采用变滞环宽度定频控制可以将谐波电流频谱集中，有利于进一步滤波措施的设计；本发明单相结构可以方便地扩展至带中线的三相四线制三相并网逆变器结构，并拥有同样的高可靠性和低漏电流特性。综上所述，本发明的技术效果为：1)变换器在单极性PWM调制方式下工作时不产生高频漏电流，适合非隔离光伏并网逆变器应用；2)不存在桥臂直通危险，大幅提高变换器的可靠性；3)所有功率开关管和二极管的电压应力均等于或小于输入电压的一半。

附图说明

图1为本发明逆变器的单相结构电路原理图，图中：A为电源电路；B、C分别为第一和第二逆变支路；PV为直流电源；U_pv为直流电源输出电压；C_dc1、C_dc2分别为第一和第二分压电容；S₁、S₂、S₃、S₄分别为第一至第四功率开关管；D₅、D₆分别为第一和第二功率二极管；L₁、L₂分别为第一和第二分裂电感；i_L1、i_L2分别为第一和第二分裂电感电流；i_L12为进网电流；u_g为电网电压。

图2为本发明逆变器的三相结构电路原理图。

图3为本发明逆变器控制方式及功率开关管驱动信号时序图，图中：i_ref为逆变器电感基准电流；u₁₃为图1中逆变桥中点1和3之间电压；u₂₃为图1中逆变桥中点2和3之间电压。

图4为本发明逆变器稳态时工作模态等效电路原理图，其中：(a)电网电压正半周，功率传输阶段；(b)电网电压正半周，续流阶段；(c)电网电压负半周，功率传输阶段；(d)电网电压负半周，续流阶段。

图5(a)为本发明逆变器桥臂中点对直流电源负极的电压波形图；图5(b)为本发明逆变器中第一和第二分裂电感电流的波形图。

图6(a)为本发明逆变器中第一功率开关管工作电压应力为电源输入电压一半的实验波形图；图6(b)为本发明逆变器中第二功率开关管工作电压应力为电网电压(小于电源输入电压的一半)的实验波形图。

图7(a)为本发明单相逆变器应用时的漏电流波形及频谱图；图7(b)为常规单相三电平并网逆变器应用时的漏电流波形及频谱图。

图5～图7中：u_1N为图1中逆变桥中点1对电源负极的电压；u_2N为图1中逆变桥中点2对电源负极的电压；u_3N为图1中分压电容中点3对电源负极的电压；i_Leakage为漏电流；I_50Hz为漏电流中的低频成分；I_18kHz为光伏模拟源的高频动作产生；I_20kHz为并网逆变器的高频动作产生的漏电流成分；u_GS(S1)为第一功率开关管驱动电压；u_DS(S1)为第一功率开关管驱动漏源端电压；u_GS(S2)为第二功率开关管驱动电压；u_DS(S2)为第二功率开关管驱动漏源端电压。

具体实施方式

本发明逆变器单相结构如图1所示，包括电源电路A、第一逆变支路B和第二逆变支路C，其中：电源电路A包括直流电源PV、第一分压电容C_dc1和第二分压电容C_dc2，直流电源PV的正极连接第一分压电容C_dc1的正端，直流电源PV的负极连接第二分压电容C_dc2的负端，第一分压电容C_dc1的负端连接第二分压电容C_dc2的正端并接地；第一逆变支路B包括第一功率开关管S₁、第二功率开关管S₂、第一功率二极管D₅和第一分裂电感L₁，第一功率开关管S₁的漏极连接第一分压电容C_dc1的正端，第一功率开关管S₁的源极分别连接第二功率开关管S₂的漏极和第一功率二极管D₅的阴极，第二功率开关管S₂的源极连接第一分裂电感L₁的一端；第二逆变支路C包括第三功率开关管S₃、第四功率开关管S₄、第二功率二极管D₆和第二分裂电感L₂，第四功率开关管S₄的源极连接第二分压电容C_dc2的负端，第四功率开关管S₄的漏极分别连接第三功率开关管S₃的源极和第二功率二极管D₆的阳极，第三功率开关管S₃的漏极连接第二分裂电感L₂的一端，第二功率二极管D₆的阴极分别连接第一功率二极管D₅的阳极、第一分压电容C_dc1的负端及第二分压电容C_dc2的正端并接地，第二分裂电感L₂的另一端与第一分裂电感L₁的另一端连接构成该逆变器的输出端并接入电网后接地；针对光伏发电系统，所述直流电源PV即为光伏阵列(太阳能电池板)。

为适用于三相电网结构，本发明逆变器扩展的三相结构如图2所示，其共用一个电源电路，逆变电路由三组单相逆变支路并联构成，每一组逆变支路的电感输出端分别连接三相电网的一个输入端，电网中线连接电源电路的接地点。该结构的原理与单相结构相同。

如图3所示是本发明逆变器控制方式及功率开关管驱动信号时序图。在电网电压u_g的正半周，第一功率开关管S₁按PWM方式高频动作，第二功率开关管S₂长通，第三功率开关管S₃和第四功率开关管S₄长断；在电网电压u_g的负半周，第四功率开关管S₄按PWM方式高频动作，第三功率开关管S₃长通，第一功率开关管S₁和第二功率开关管S₂长断。为了保证电流通路切换的安全性，结合图3，在电网电压u_g的正半周，第一功率开关管S₁的高频驱动信号在电网电压u_g过零之前的xπ时刻关闭；在电网电压u_g的负半周，第四功率开关管S₄的高频驱动信号在电网电压u_g过零之前的(1+x)π时刻关闭。

高频开关驱动信号的提前关闭时间满足下式：

$\frac{{\∫}_{\mathrm{x\π}}^{\mathrm{\π}}[U_g\·\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)+U_D\left(\mathrm{on}\right)+U_S\left(\mathrm{on}\right)}{L}\≥I_{\mathrm{ref}}\·\sin \left(\mathrm{x\π}\right)+\frac{h}{2}---\left(1\right)$

式中：U_g、I_ref分别为u_g、i_ref的幅值；L为分裂电感量，L＝L₁＝L₂；U_D(on)、U_S(on)分别为功率二极管和功率开关管的导通压降；h为电流变滞环宽度。

图4为本发明逆变器稳态时工作模态等效电路原理图。为了方便分析，做如下假设：1)所有功率开关管和二极管均为理想器件，不考虑开关时间及导通压降；2)所有电感和电容均为理想元件，且C_dc1＝C_dc2、L₁＝L₂＝L；3)逆变器运行于单位功率因数，即进网电流i_L12与电网电压u_g完全同相位。下面以电网电压正半周(图4(a)(b))为例详细分析逆变器的工作模态，电网电压负半周(图4(c)(d))与之类似。

模态1，如图4(a)所示：

功率开关管S₁和S₂开通，S₃和S₄关断。桥臂间输出电压为电容C_dc1上电压，即

此阶段电感电流i_L1线性增加。

$L=\frac{{\mathrm{di}}_{L1}}{\mathrm{dt}}=\frac{1}{2}{U}_{\mathrm{pv}}-u_g---\left(2\right)$

模态2，如图4(b)所示：

功率开关管S₁关断、S₂开通，S₃和S₄仍关断。S₁的端电压被二极管D₅箝位至输入电压的一半，桥臂间输出电压为零，即u₁₃＝0，此阶段电感电流i_L1处于续流阶段，线性下降。

$L\frac{{\mathrm{di}}_{L1}}{\mathrm{dt}}=0-u_g---\left(3\right)$

可见，电网电压u_g正半周桥臂输出电压为

和0电平，相似地，在负半周桥臂输出电压为

和0电平，相比双降压式半桥逆变器(DBHBI)仅有的

和

电平而言，本发明可以大幅降低滤波电感电流脉动量，有利于减小电感值。

由式(2)和式(3)可得：

$h=\frac{u_g(U_{\mathrm{pv}}-2\·u_g)}{U_{\mathrm{pv}}\·L\·f},$ f为开关频率                         (4)

在逆变器的运行中，根据电网电压u_g及电源输出电压U_pv的瞬时值实时计算出变滞环宽度h，即可实现定开关频率的滞环电流控制。

本发明的一个具体实验实例如下：

电路中参数为：直流电源(电池板)输出电压U_pv＝800V、电网电压U_grid＝240VRMS、电网频率f_grid＝50Hz、额定功率P_N＝1kW、直流母线(分压)电容C_dc1＝C_dc2＝235μF、滤波分裂电感L₁＝L₂＝4mH、电池板对地寄生电容C_pv1＝C_pv2＝0.1μF、开关频率f＝20kHZ。

图5～7为该实例的实验波形图，其中：图5(a)是本发明的桥臂输出电压u_1N、u_2N、u_3N的实验波形图，图5(b)是本发明中第一、第二分裂电感电流i_L1、i_L2的实验波形图；图6(a)是本发明中第一功率开关管S₁工作电压应力为电池输入电压一半的实验波形图(电池输入电压为800V)，图6(b)是本发明中第二功率开关管S₂工作电压应力为电网电压的实验波形图(电网电压峰值为339V，小于电池输入电压的一半)；图7(a)是本发明单相逆变器应用时的漏电流波形和频谱图，图7(b)是常规单相三电平并网逆变器应用时的漏电流波形和频谱图。

Claims (3)

1.一种分裂电感三电平光伏并网逆变器，包括电源电路(A)，该电源电路(A)包括直流电源(PV)、第一分压电容(C_dc1)和第二分压电容(C_dc2)，直流电源(PV)的正极连接第一分压电容(C_dc1)的正端，直流电源(PV)的负极连接第二分压电容(C_dc2)的负端，第一分压电容(C_dc1)的负端连接第二分压电容(C_dc2)的正端并接地，其特征在于：还包括第一逆变支路(B)和第二逆变支路(C)，其中：第一逆变支路(B)包括第一功率开关管(S₁)、第二功率开关管(S₂)、第一功率二极管(D₅)和第一分裂电感(L₁)，第一功率开关管(S₁)的漏极连接第一分压电容(C_dc1)的正端，第一功率开关管(S₁)的源极分别连接第二功率开关管(S₂)的漏极和第一功率二极管(D₅)的阴极，第二功率开关管(S₂)的源极连接第一分裂电感(L₁)的一端；第二逆变支路(C)包括第三功率开关管(S₃)、第四功率开关管(S₄)、第二功率二极管(D₆)和第二分裂电感(L₂)，第四功率开关管(S₄)的源极连接第二分压电容(C_dc2)的负端，第四功率开关管(S₄)的漏极分别连接第三功率开关管(S₃)的源极和第二功率二极管(D₆)的阳极，第三功率开关管(S₃)的漏极连接第二分裂电感(L₂)的一端，第二功率二极管(D₆)的阴极分别连接第一功率二极管(D₅)的阳极、第一分压电容(C_dc1)的负端及第二分压电容(C_dc2)的正端并接地，第二分裂电感(L₂)的另一端与第一分裂电感(L₁)的另一端连接构成该逆变器的输出端并接入电网后接地。

2.根据权利要求1所述的分裂电感三电平光伏并网逆变器，其特征在于：所述直流电源(PV)为光伏阵列。

3.一种基于权利要求1所述的分裂电感三电平光伏并网逆变器的控制方法，其特征在于包括如下内容：

I.逆变器侧电感电流的变滞环宽定频控制

变滞环宽度h由电网电压u_g和直流电源输出电压U_pv的瞬时值实时计算，计算公式如下：

$h=\frac{u_g(U_{\mathrm{pv}}-2\·u_g)}{U_{\mathrm{pv}}\·L\·f}$

式中：u_g为电网电压，U_pv为直流电源输出电压，L为分裂电感量，f为开关频率；

在电网电压u_g的正半周采用第一分裂电感电流i_L1进行变滞环宽定频滞环电流控制，第一功率开关管(S₁)按PWM方式高频动作，第二功率开关管(S₂)长通，第三功率开关管(S₃)和第四功率开关管(S₄)长断；

在电网电压u_g的负半周采用第二分裂电感电流i_L2进行变滞环宽定频滞环电流控制，第四功率开关管(S₄)按PWM方式高频动作，第三功率开关管(S₃)长通，第一功率开关管(S₁)和第二功率开关管(S₂)长断；

II.高频开关驱动信号的提前关闭

在电网电压u_g的正半周，第一功率开关管(S₁)的高频驱动信号在电网电压u_g过零之前关闭；

在电网电压u_g的负半周，第四功率开关管(S₄)的高频驱动信号在电网电压u_g过零之前关闭。

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